如今人們比以往任何時候都更依賴電子設備。隨著智能手機、平板電腦和筆記本電腦等電子產品的便攜化，它們占據了我們日常生活中越來越多的空間和時間。由于能夠即時和無縫地接觸到世界各地的其他人群和信息，持續、無限和無界的溝通、聯系和任務分配已成為生活標配。

這對功率半導體行業有何影響呢？這些便攜式產品要依靠電池供電，因此，能夠使用它們的根本前提是有充電器或適配器（取決于額定功率）來給它們充電。而這就是微電子技術的用武之地。在確定了要充電器/適配器來為我們（智能）設備的電池充電之后，下面的問題是：我們愿意花費多少時間在充電上？答案顯而易見：越少越好。這正是快速充電越來越受歡迎的原因。但是快速充電只能通過提高充電器/適配器的供電能力來實現。除了充電時間，充電器的重量也是要重點考慮的因素——因為通常要隨身攜帶，所以充電器當然是越輕越好。這就是為何我們要功率密度更高的充電器/適配器，以便它們能在物理尺寸或重量不新增的情況下輸出更大的功率。

助力充電器和適配器達到更高功率密度

就一個全封閉的適配器而言，在通過高開關頻率或封裝創新來縮小尺寸的同時，還必須考慮到效率的提高，以便能夠使元器件和適配器外殼維持較低的溫度。圖1以一個65W的適配器為例，展示了功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關系。顯然，要想將功率密度提高到20W/in3以上，適配器的效率必須達到92.5%以上。通常情況下，關于擁有通用輸入電壓范圍（90Vac-264Vac）的充電器和適配器而言，滿足最低效率要求所需的關鍵工作點參數為：

?最大持續輸出功率

?最小輸入電壓（通常為90Vac）

這其中的原因是，在上述工作點下，傳導損耗達到最大，從而使整體效率相比高輸入電壓的情況變差。

圖1：就65W適配器而言，功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關系。

單開關準諧振（QR）反激拓撲在電源適配器應用中受到廣泛采用：它的工作模式為非持續導通模式（DCM），能在低輸入電壓情況下實現零電壓開關（ZVS），在高輸入電壓情況下實現部分硬開關。但是，由于在高輸入電壓時發生硬開關工作，加上無法回收變壓器泄漏能量，因此適配器可以達到的最大開關頻率會受到限制。

為了克服這些局限，設計人員正在開發具備以下特性的拓撲：

?在任何輸入電壓和負載情況下實現軟開關（ZVS）工作

?回收變壓器泄露能量

眾所周知，有源鉗位反激（ACF）是一種能同時滿足上述兩條要求的拓撲。軟開關工作可以防止開通損耗，實現相對較高的開關頻率（通常高于120kHz）。此時，剩余的影響MOSFET的重要損耗機制只有關斷損耗、傳導損耗和所謂的“Coss滯回損耗”——將在下一節中講述。

Coss滯回損耗

如前所述，要想以高密度適配器通常使用的相對較高的開關頻率進行高效地工作，必須使用軟開關技術。軟開關技術能讓器件實現零電壓開關（ZVS），也即MOSFET只有在漏源電壓達到0V（或者接近0V的值）時才能開通。這種模式可以防止在總開關損耗中通常占據主導地位的開通損耗。遺憾的是，由于輸出電容的“非無損”特性，所有高壓超結（SJ）MOSFET都面對一種額外的損耗。也就是說，當MOSFET輸出電容（Coss）經過充電然后再放電時，會有部分能量受到損失，因此即使在ZVS條件下工作，也無法恢復存儲在輸出電容中的全部能量（Eoss）。這種現象與Coss的滯回特性有關，在0V到100V之間完成一個Coss充放電周期時，借助大信號測量即可觀察到這種現象，如圖2所示。這就是這類損耗通常被稱為Coss滯回損耗（簡稱為Eoss，hys）的原因。

圖2：Coss的滯回特性。

由該損耗機制引起的功率損耗取決于：

技術：當芯片尺寸乃至RDS（on）相同時，不同技術的Eoss，hys不同，比如CoolMOSpFD7和CoolMOSp7的Eoss，hys就不同。

擊穿電壓：關于同樣的技術，Eoss，hys隨電壓等級的提高而新增，也即650V器件的Eoss，hys通常比基于相同技術的600V器件大。

開關頻率fsw：由于Coss的充放電周期在每個開關周期內都會發生一次，因此由該損耗機制引起的功率損耗與開關頻率（fsw）成正比。

RDS（on）等級：這個損耗不僅會影響器件的Coss，而且取決于芯片尺寸，也即關于同樣的技術，RDS（on）較小的MOSFET會表現出較大的Eoss，hys損耗。

600VCoolMOSpFD7與CoolMOSp7相比，Coss滯回損耗降低了41%，從而使軟開關應用中的效率得到顯著提升。

MOSFET損耗的重要來源

為了更好地估計Coss滯回損耗對最終應用的影響，可以通過仿真和計算來確定擊穿損耗。圖3以基于ACF拓撲的65W適配器為例，顯示了在低輸入電壓和滿載情況下（如前所述，從殼溫的角度來看，這是適配器最為關鍵的工作點），不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。ZVS經過優化，可以降低總系統損耗，即在25V時導通低邊MOSFET（部分ZVS模式），而高邊MOSFET工作在完全ZVS模式下。

圖3：就65W適配器而言，不同損耗機制對高邊（HS）和低邊（LS）MOSFET總損耗的影響。

從圖中可以看出，當高邊和低邊開關都使用120mΩ600VCoolMOSp7（IpA60R120p7）SJMOSFET時，Coss滯回損耗占MOSFET總損耗（高邊+低邊）的44%，而傳導損耗以40%的占比成為第二大的影響機制。包括柵極驅動損耗以及開通和關斷損耗在內的所有其他損耗機制，在總損耗中的占比只有不到20%。

在已經確定Coss滯回損耗對低輸入電壓和滿載條件下的效率有重大影響，且將600VCoolMOSpFD7針對這些損耗進行了專門優化之后，接下來自然是將CoolMOSp7（IpA60R120p7）替換成新的CoolMOSpFD7（IpAN60R125pFD7S），以便對應用中的實際損耗降低進行量化。

如圖3所示，將CoolMOSp7替換成pFD7后，器件總損耗降低了22%（0.33W），這對適配器的最終效率有非常積極的影響。

實驗結果

為了用實驗驗證用CoolMOSpFD7替換CoolMOSp7可以降低MOSFET的損耗，我們在低輸入電壓和約155kHz的開關頻率下，對ACF測試板進行了全面的測量。圖4所示為CoolMOSp7與CoolMOSpFD7之間的效率差別：可以看出，CoolMOSpFD7在整個負載范圍內具有明顯的效率優勢。這兩種技術之間的效率差別在輕載情況下變得更大，但隨電流的增大而變小。這是因為，雖然Coss滯回損耗對MOSFET總損耗的影響與負載無關，但傳導損耗卻與負載有關。因此，在輕載情況下，Coss滯回損耗較小的MOSFET，效率所受的影響更加明顯。

圖4：CoolMOSp7與CoolMOSpFD7之間的效率差別。

現在從殼溫的角度考慮最關鍵的工作點，如前所述，即滿載、低輸入電壓（90Vac）的情況，CoolMOSpFD7在該工作點下的效率可以提升0.34%，這可使MOSFET殼溫降低5℃，從而降低適配器外殼過熱的風險。效率提高帶來的另一個結果如圖5所示。圖中繪出了假設適配器外殼最高溫度為70℃時，CoolMOSpFD7和p7所能達到的功率密度極限。由于效率提高，pFD7可將最高功率密度極限提高到20W/in3以上，比p7提高1.8W/in3。

圖5：通過CoolMOSpFD7實現的功率密度提升。

600VCoolMOSpFD7

如前文所述，Coss滯回損耗對適配器應用的效率乃至功率密度都有顯著影響。600VCoolMOSpFD7的Coss滯回損耗降低，因而效率更高。此外，由于它面向的是消費類市場，所以它的價格已針對該市場進行了調整。