今天的高性能ASIC和微處理器芯片消耗的功率可超過150瓦。關于1V1.5V的供電電壓，這些器件所要的電流可輕易超過100A。通過采用多相直流/直流轉換器，為此類器件供電的任務可變得更容易處理。目前，可擴展控制器允許設計人員為特定的直流/直流轉換器選擇所要的相數。可擴展性還允許幾個控制器同步并聯使用。電路板上基于pLL技術的時鐘發生器為控制器同步供應了支持。

多相轉換器拓撲

隨著負載電流超過20A30A，采用多相轉換器進行設計的優點變得愈加明顯。這些優點包括：輸入紋波電流更小、輸入電容器的使用數量大大減少、紋波頻率的有效相乘可降低輸出紋波電壓，而將能量損失分布到更多器件上可降低器件溫度，同時還可降低外部器件的高度。

多相轉換器本質上是并聯工作的多個降壓調節器，其中它們的開關頻率是同步的，相移為360/n度，其中n為相數。并聯轉換器使得輸出穩定變得稍微復雜了一些，利用電流模式控制IC來調節每一個電感器的電流以及輸出電壓，這一問題可容易地獲得解決。

輸入紋波電流

設計人員在選擇輸入電容器時面對的關鍵問題就是要處理輸入紋波電流。通過利用多相拓撲，輸入紋波電流可大大減小，因此每一相的輸入電容器通過的輸入電流脈沖幅度更小。而且相移還提高了電流波形中的有效工作因數，而這也使RMS紋波電流值更低。表1示出的紋波電流水平顯示出多相拓撲轉換器可使紋波電流降低以及輸入電容器減少。

高K值陶瓷電容器供應了最好的紋波處理性能并占用最小的pCB面積。采用1812外形的陶瓷器件紋波電流額定值為每電容23A。關于成本敏感的設計，電解電容器是一個很好的選擇。

降低輸出紋波電壓

關于處理器內核供電，精度要求通常為2%。關于1.2V電源，這意味著輸出電壓的允許變化范圍為±25mV。更加有效利用輸出電壓窗口的技術稱為動態電壓定位(ActiveVoltagepositioning)。在輕負載情況下，轉換器將輸出電壓穩定在輸出電壓窗口中點以上的位置，而在重負載時則將輸出電壓穩定在輸出電壓窗口中點以下的位置。關于±25mV的輸出電壓窗口，在輕負載(重負載)時將輸出電壓調節在輸出電壓窗口的高端(低端)，這種方法可允許在負載逐步新增(降低)時充分利用整個輸出電壓窗口。

大負載電流逐步降低既要極低ESR值的電容器來盡量縮短瞬變過程，同時還要足夠大的電容值來吸收負載逐步降低時主電感器釋放出的存儲能量。通過采用有機聚合化合物可以獲得低ESR值的鉭電容，聚合物電容可供應最低的ESR值和較大的電容值。陶瓷電容具有優異的高頻特性，但每個器件的總電容值只有鉭和聚合物電容器的一半至四分之一那么大，因此陶瓷電容器通常不是輸出電容器的最佳選擇。

低側MOSFET

12V1.2V轉換器要低側MOSFET在90%的時間內導通，此時，導通損耗遠遠大于開關損耗。由于這一原因，經常并聯使用兩或三個MOSFET。并聯使用幾個MOSFET有效地降低了RDS(ON)，因此也減少了導通損耗。

高側MOSFET

當占空比為10%時，高側MOSFET的開關損耗大于導通損耗。由于高側MOSFET導通時間很少，導通損耗也就較小，因此低導通電阻就不如低開關損耗那么重要。在開關期間(包括導通和關閉)，MOSFET必須經受住電壓和導通電流。這一電壓和電流的乘積決定了MOSFET的峰值功耗，因此開關時間越短，功耗越低。在選擇高側MOSFET時，要選擇低柵極電荷和柵漏電容值的MOSFET，因為這兩個參數比低導通電阻更為重要。表1示出了隨著相數的新增，總MOSFET損耗是如何降低的。

電感器的選擇

電感器的數值直接決定了紋波電流峰峰值。允許的紋波電流通常按最大直流輸出電流的百分比來計算。在大多數應用中，紋波電流是最大直流輸出電流值的20%40%是比較理想的。

在低核心電壓時，電感器電流降低的速度要比電流上升的速度慢。在負載減輕過程中，輸出電容器可能會過充電，從而導致輸出電壓過高的情況。采用較小值的電感器(允許更大的紋波電流-接近40%)，則傳輸到輸出電容上的存儲能量更小，因此可盡量減少過壓的可能。

熱設計

表1給出了設計采用不同相數時，所需散熱器情況的估計。在可供應100200LFM的強迫對流冷卻系統中，單相設計要相當大的散熱器才能達到0.6C/W的熱阻。在四相設計中，熱阻可提高至2C/W，即使沒有散熱器和100200LFM的空氣流，這一熱阻值也可容易得到。

表1根據設計所使用的相數，比較同步降壓調節器設計的關鍵參數。圖中的例子為12V1.2V100A降壓調節器