1引言

在單相功率因數校正變換器的拓撲結構中，單開關pWM升壓變換器因其突出的優越性而在近些年被廣泛應用于各類功率電子系統中。而同時，由于開關工作頻率不斷提高所帶來的諸如開關損耗、電磁干擾等問題也日益嚴重，這些問題嚴重得影響了變換器工作的可靠性和頻率的提高和[1-2]。為此，電力電子領域的專家學者們一直在探索各種解決方法，并于近些年先后提出了許多零電壓或零電流軟開關技術[1-4]，為解決上述問題供應了一條理想途徑。

本文提出了一種新穎的有源鉗位零電壓轉換(ZVT)pWM功率因數校正變換器，它采用了有源鉗位技術，且電感和電容工作在諧振模式，從而可以獲得軟開關條件。該變換器可在固定頻率下實現主開關管的零電壓開關，并且在任何輸入電壓和負載條件下都能實現輔助開關管的零電流開關。

2工作原理

圖1所示為提出的ZVTpFC變換器的工作原理圖。主開關旁邊并聯了一個吸收電容Cs，實現了主開管的零電壓關斷。

圖1ZVTpFC變換器原理圖

主開關和輔助開關在圖3和圖4所示序列的觸發下，一個開關周期可以分為六個工作階段。圖2所示即為變換器在六個工作模式下的等效電路圖。在對六個工作模式加以分析之前，先做以下假定：在t0時刻以前，VCr=2Vo，ILr=Ii。

模式1：(t0~t1)如圖2(a)

在t0時刻以前，主開關管K關斷，輔助開關管在t0時刻導通。電感Lr和電容Cr開始諧振，電感電流ILr按(2)式規律開始減小。

(1)

(2)

其中，

模式2：(t1~t2)如圖2(b)

在t1時刻，電感電流ILr減小到零，二極管DC關斷。電容Cs、Cr和電感Lr諧振，電容Cs放電，電感電流ILr方向改變。

(3)

(4)

模式3：(t2~t3)如圖2(c)

在t2時刻，電容上的電壓Vcs減小為零，主開關管在零電壓的條件下導通。電感Lr和電容Cr諧振，電容Cr繼續放電直到電容上的電壓Vcr減小到零，此時二極管D導通。之后，輔助開關S在零電流的條件下關斷，電感電流ILr線性減小到零。然后電感電流ILr改變方向并線性新增,在t3時刻，其值再次達到Ii。

模式4：(t3~t4)如圖2(d)

在t3時刻，二極管D關斷，電感Lr和電容Cr諧振，并對電容Cr充電。

模式5：(t4~t5)如圖2(e)

在t4時刻，電容上的電壓Vcr達到最大值2Vo，電感電流ILr減小到零，pFC電路進入穩態。

模式6：(t5~t6)如圖2(f)

由于吸收電容Cs的存在，在t5時刻，主開關實現了零電壓關斷，電流源Ii對電容Cs充電，電容電壓Vcs線性新增，直到其值為Vo，此時二極管Dc開始導通。至此，一個完整的工作周期結束，下一個工作周期開始。

3仿真及實驗結果

為驗證上述分析過程的正確性，利用pSpice對ZVS-pWMpFC變換器做了仿真分析，仿真條件為：輸入電流=5/30A;輸出直流電壓=400V;開關頻率=100kHz;諧振電容Cr=15nF;吸收電容Cs=1.0nF;諧振電感Lr=5uH;主開關K：IRFp460;輔助開關S：IRFp840;二極管D：MUR890;鉗位二極管DC：MUR3040;輸出電容Co=1000uF。

仿真波形如圖3、圖4所示：分別為滿載和輕載條件下電壓、電流、主開關管和輔助開關管驅動信號的仿真波形。從這些波形中可以看出，主開關管工作于固定頻率，并且實現了零電壓轉換。同時也實現了輔助開管的零電流轉換和二極管的軟關斷。

為了進一步驗證該變換器的工作原理和性能，在實驗室完成了一臺功率為3kW，工作頻率為100kHz的通信用開關電源裝置。圖6和圖7給出了輸入交流160V～275V，輸出電壓為400V時的實驗波形。控制器以UC3854為核心，輔以必要的外圍電路，可使所提出的ZVTpFC變換器獲得近似正弦波的輸入電流，并且THD很小，只有5.7%,pFC達到了0.99。輸入電流和電壓波形如圖6所示。圖7給出了提出的ZVT-pWMpFC工作在滿載條件下的實驗波形圖。可以看出，實驗波形與仿真結果一致。主開關管和輔助開關管都可在全負載范圍內實現零電流開關，并且電壓和電流應力都很小。另外，二極管D也實現了軟關斷。

4結論

本文提出了兩種新穎的ZVT-pWM升壓pFC變換器，分析了其工作過程及電路參數。通過仿真和實驗都驗證了這種變換器不僅可實現主開關管的零電壓轉換和輔助開關管的零電流開關，而且開關管的電壓電流應力非常小，同時實驗結果表明提出的變換器效率可高達94%.

參考文獻:

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[5]阮新波嚴仰光《直流開關電源的軟開關技術》科學出版社2000年

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