作者/StevenMartinADI公司電池充電器設計經理

摘要：開發一種面向基于電池充電器應用的反向電壓保護電路

引言

處理電源電壓反轉有幾種眾所周知的方法。最明顯的方法是在電源和負載之間連接一個二極管，但是由于二極管正向電壓的原因，這種做法會出現額外的功耗。雖然該方法很簡潔，但是二極管在便攜式或備份應用中是不起用途的，因為電池在充電時必須吸收電流，而在不充電時則須供應電流。另一種方法是使用圖1所示的MOSFET電路之一。

關于負載側電路而言，這種方法比使用二極管更好，因為電源(電池)電壓增強了MOSFET，因而出現了更少的壓降和實質上更高的電導。該電路的NMOS版本比pMOS版本更好，因為分立式NMOS晶體管導電率更高、成本更低且可用性更好。在這兩種電路中，MOSFET都是在電池電壓為正時導通，電池電壓反轉時則斷開連接。MOSFET的物理“漏極”變成了電源，因為它在pMOS版本中是較高的電位，而在NMOS版本中則是較低的電位。由于MOSFET在三極管區域中是電對稱的，因此它們在兩個方向上都能很好地傳導電流。采用此方法時，晶體管必須具有高于電池電壓的最大VGS和VDS額定值。

遺憾的是，這種方法僅對負載側電路有效，無法配合能夠給電池充電的電路工作。電池充電器將出現電源，重新啟用MOSFET并重新建立至反向電池的連接。圖2展示了采用NMOS版本的一個實例，圖中所示的電池處于故障狀態。

當電池接入時，電池充電器處于閑置狀態，負載和電池充電器與反向電池安全去耦。然而，假如充電器變至運行狀態(例如：附聯了輸入電源連接器)，則充電器在NMOS的柵極和源極之間出現一個電壓，這增強了NMOS，從而實現電流傳導。這一點在圖3中更形象。

負載和充電器雖與反向電壓隔離，但是起保護用途的MOSFET現在面對的一大問題是功耗過高。在這種情況下，電池充電器變成了一個電池放電器。當電池充電器為MOSFET供應了足夠的柵極支持以吸收由充電器輸送的電流時，該電路將達到平衡。例如，假如一個強大MOSFET的VTH約為2V，而且充電器能夠在2V電壓下供應電流，則電池充電器輸出電壓將穩定在2V(MOSFET的漏極處在2V+電池電壓)。MOSFET中的功耗為ICHARGE?(VTH+VBAT)，因而使MOSFET升溫發熱，直到出現的熱量散逸離開印刷電路板。該電路的pMOS版本也是相同。下面將介紹該方法的兩種替代方法，這些替代方法各有優缺點。

1N溝道MOSFET設計

第一種方法采用一個NMOS隔離器件，如圖4所示。該電路的算法是：假如電池電壓超過了電池充電器輸出電壓，則必須停用隔離MOSFET。

如同上述的NMOS方法相同，在該電路中，MN1連接在介于充電器/負載和電池端子之間接線的低壓側。然而，晶體管Mp1和Q1現在供應了一個檢測電路，該電路在電池反接的情況下將停用MN1。反接電池將Mp1的源極升舉至高于其連接至充電器正端子的柵極。接著，Mp1的漏極通過R1將電流輸送至Q1的基極。然后，Q1將MN1的柵極分流至地，防止充電電流在MN1中流動。R1負責控制在反向檢測期間流到Q1的基極電流，而R2則在正常操作中為Q1的基極供應泄放。R3賦予了Q1將MN1的柵極拉至地電位的權限。R3/R4分壓器限制MN1柵極上的電壓，這樣柵極電壓在反向電池熱插拔期間不必下降那么多。最壞情況是電池充電器已經處于運行狀態、出現其恒定電壓電平，附聯了一個反接電池時。在這種情況下，必需盡可能快地關斷MN1，以限制消耗高功率的時間。該電路帶有R3和R4的這一特殊版本最適合12V鉛酸電池應用，但是在單節和兩節鋰離子電池產品等較低電壓應用中，可以免除R4。電容器C1供應了一個超快速充電泵，以在反向電池附聯期間下拉MN1的柵極電平。關于最差情形(附聯一個反向電池時充電器已使能的狀況再次出現)，C1非常有用。

該電路的缺點是要額外的組件，R3/R4分壓器在電池上出現了一個雖然很小、但卻是持續的負載。

此類組件大多是纖巧的。Mp1和Q1不是功率器件，而且通?？刹捎肧OT23-3、SC70-3或更小的封裝。MN1應具有非常優良的導電性，因為它是傳輸器件，但是尺寸不必很大。由于它在深三極管區工作，并且得到了大幅的柵極強化，因此其功耗即使關于導電性中等的器件來說也很低。例如，100m?以下的晶體管也經常采用SOT23-3封裝。

不過，采用一個小傳輸晶體管的缺點是：與電池充電器串聯的額外阻抗延長了恒定電壓充電階段的充電時間。例如，假如電池及其配線具有100m?的等效串聯電阻，并且采用了一個100m?的隔離晶體管，那么恒定電壓充電階段中的充電時間將加倍。

Mp1和Q1組成的檢測和停用電路停用MN1的速度不是特別快，而且它們無須如此。雖然MN1在反向電池附聯期間出現高功耗，但是關斷電路只需“在最后”斷開MN1連接。它必需在MN1升溫幅度大到導致受損之前斷開MN1連接。幾十微秒的斷開連接時間可能比較適合。另一方面，在反接電池有機會將充電器和負載電壓拉至負值之前停用MN1至關重要，因而要采用C1?；旧?，該電路具有一條AC和一條DC停用路徑。

用一個鉛酸電池和LTC4015電池充電器對此電路進行了測試。如圖5所示，當反向電池熱插拔時電池充電器處于OFF狀態。反向電壓不會被傳送至充電器和負載。

值得注意的是，MN1要一個等于電池電壓的VDS額定值和一個等于1/2電池電壓的VGS額定值。Mp1要一個等于電池電壓的VDS和VGS額定值。

圖6顯示了一種更加嚴重的情況，就是在反向電池進行熱插拔時電池充電器已處于正常運行狀態。電池反接將下拉充電器側電壓，直到檢測和保護電路使其脫離運行狀態，從而讓充電器安全返回至其恒定電壓電平。動態特性將因應用而異，而電池充電器上的電容將對最終結果起到很大的用途。在該測試中，電池充電器兼具一個高Q值陶瓷電容器和一個Q值較低的聚合物電容器。

總之，建議在電池充電器上采用鋁聚合物電容器和鋁電解電容器，以改善正常的正向電池熱插拔期間的性能。由于極度的非線性，純陶瓷電容器會在熱插拔期間出現過高的過沖，背后的原因是：當電壓從0V升至額定電壓時，其電容的降幅可達驚人的80%。這種非線性在低電壓條件下激發高電流的流動，而當電壓上升時則使電容快速遞減;這是一種導致非常高電壓過沖的致命組合。憑相關經驗，一個陶瓷電容器與一個較低Q值、電壓穩定的鋁電容器甚至鉭電容器的組合似乎是最穩健的組合形式。

2p溝道MOSFET設計

圖7示出了第二種方法，即采用一個pMOS晶體管作為保護器件。

在此電路中，Mp1是反向電池檢測器件，Mp2是反向隔離器件。利用Mp1的源極至柵極電壓來比較電池的正端子與電池充電器輸出。假如電池充電器端子電壓高于電池電壓，則Mp1將停用主傳輸器件Mp2。因此，假如電池電壓被驅動至低于地電位，則顯然，檢測器件Mp1將把傳輸器件Mp2驅動至關斷狀態(將其柵極干擾至其源極)。不管電池充電器是使能并形成充電電壓還是停用(0V)，它都將完成上述操作。

該電路的最大優勢是pMOS隔離晶體管Mp2根本不具備將負電壓傳送至充電器電路和負載的權限。圖8對此做了更加清晰的圖解。

通過R1在Mp2的柵極上可實現的最低電壓為0V。即使Mp2的漏極被拉至遠低于地電位，其源極也不會施加顯著的電壓下行壓力。一旦源極電壓降至晶體管高于地電位的VTH，晶體管將解除自身偏置，而且它的傳導性逐漸消失。源極電壓越接近地電位，晶體管的偏置解除程度越高。這種特性加上簡單的拓撲，使得這種方法比前文介紹的NMOS方法更受青睞。與NMOS方法相比，它確實存在著pMOS晶體管導電性較低且成本較高的不足。

盡管比NMOS方法簡單，但是該電路還有一個很大的缺點。雖然它始終供應針對反向電壓的保護用途，但是它可能不會總是將電路連接到電池。當柵極如圖8所示交叉耦合時，該電路形成了一個閉鎖存儲元件，此元件有可能選擇錯誤的狀態。雖然難以實現，但存在這樣一種情況：充電器正在出現電壓(比如12V)，在一個較低的電壓(比如8V)附聯電池，電路斷開連接。

在這種情況下，Mp1的源極至柵極電壓為+4V，因而強化Mp1并停用Mp2。這種情況如圖9所示，并在節點上列出了穩定的電壓。

為了實現該條件，電池接入時充電器必須已經處于運行狀態。假如電池在充電器使能之前接入，則Mp1的柵極電壓完全由電池上拉，因而停用Mp1。當充電器接通時，它出現一個受控的電流(而不是高電流沖擊)，這降低了Mp1接通、Mp2關斷的可能性。

另一方面，假如充電器在電池附聯之前啟用，則Mp1的柵極只需簡單地跟隨電池充電器輸出，因為它是由泄放電阻器R2上拉的。未接入電池時，Mp1根本沒有接通和使Mp2脫離運行狀態的傾向。

當充電器已經啟動并運行、而電池附聯在后時，就會出現問題。在這種情況下，在充電器輸出和電池端子之間存在瞬間差異，這將促使Mp1使Mp2脫離運行狀態，因為電池電壓強制充電器電容進行吸收。這使Mp2從充電器電容器吸取電荷的能力與Mp1使Mp2脫離運行狀態的能力之間形成了競爭。

該電路也用一個鉛酸電池和LTC4015電池充電器進行了測試。將一個承受重負載的6V電源作為電池模擬器連接至一個已經使能的電池充電器絕對不會觸發“斷開連接”狀態。所做的測試并不全面，應在關鍵應用中更加全面徹底地進行測試。即使電路確已鎖定，停用電池充電器并重新啟用它仍將始終導致重新連接。

故障狀態可通過人為操控電路(在R1的頂端和電池充電器輸出之間建立臨時連接)進行演示。然而，普遍認為該電路更傾向于連接。假如連接失敗確實成為一個問題，那么可以設計一款利用多個器件停用電池充電器的電路。圖12給出了一個更加完整的電路例子。

圖10示出了充電器被停用的pMOS保護電路的效果。請注意，不論什么情況，電池充電器和負載電壓都不會出現負電壓傳送。圖11示出了該電路處于“當反接電池進行熱插拔時充電器已進入運行狀態”這種不利情況下。

與NMOS電路的效果相差無幾，在斷開電路連接使傳輸晶體管Mp2脫離運行狀態之前，反向電池略微下拉充電器和負載電壓。

在電路的這個版本中，晶體管Mp2必須能夠經受兩倍于電池電壓的VDS(一個用于充電器，一個用于反接電池)和等于電池電壓的VGS。另一方面，Mp1必須能夠經受等于電池電壓的VDS和兩倍于電池電壓的VGS。這項要求令人遺憾，因為關于MOSFET晶體管來說，額定VDS始終超過額定VGS。可以找到具有30VVGS容限和40VVDS容限的晶體管，適合鉛酸電池應用。為了支持電壓較高的電池，必須增添齊納二極管和限流電阻器來修改電路。

圖12示出了一個能夠處理兩個串聯堆疊鉛酸電池的電路實例。

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D1、D3和R3保護Mp2和Mp3的柵極免受高電壓的損壞。當一個反接電池進行熱插拔時，D2可防止Mp3的柵極以及電池充電器輸出快速移動至地電位以下。當電路具有反接電池或處于錯誤斷開連接閉鎖狀態時，Mp1和R1可檢測出來，并利用缺失的LTC4015的RT特性來停用電池充電器。

3結論

可以開發一種面向基于電池充電器應用的反向電壓保護電路。人們開發了一些電路并進行了簡略的測試，測試結果令人鼓舞。關于反向電池問題并不存在什么高招，不過，希望本文介紹的方法能夠供應充分的啟示，即存在一種簡單、低成本的解決方法。

本文來源于《電子產品世界》2018年第9期第22頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處。