由于開關電源始終處在打開和關閉的循環，這就要求開關電源中的器件有較高的強度和較短的反應時間。通常來說，開關電源的工作效率在幾十Khz到上百Khz之間。為了能夠滿足頻繁的開關模式，開關電源當中的整流管對Trr時間有嚴格的要求，理論上，不能使用一般的二極管，而是要使用超快恢復的肖特基二極管。

假如是這樣的話，慢恢復的二極管就不能使用在開關電源當中了嗎?事實上，開關電源中合理的使用慢恢復二極管將會得到意外的驚喜。下面將以兩個實例的分析來說明。

下面就和網友分享一下兩個工作中的實例：

案例一

慢恢復工頻整流管1N4007用于主控IC供電繞組整流，解決多繞組系統，偏置電壓偏高問題。

使用某IC做5路輸出DVB電源，批量生產過程中，發現不良率較高，癥狀為電源不工作或打嗝。去到廠實測發現IC的供電電壓偏高，IC過壓保護機制觸發。

大家都了解，多路輸出電源，要做到很好的交叉調整率是相當考驗變壓器設計功底的，偏置供電繞組電壓偏高再所難免。客戶已經批量生產了1W多套電源，重新設計變壓器顯然不是很好的解決方法。整流二極管串聯的電阻加大其用途也是有限的，畢竟其重要用途在濾除尖峰電壓，而引起IC保護的是偏置繞組電壓偏高。這個時候慢整流管的魅力就體現出來了。最終的解決方法就是將客戶原方法中的快恢復二極管HER107換為1N4007，問題得到完美解決。具體見圖1：

圖1

有的人可能會問，慢管用在這里會不會有什么安全隱患，合適嗎?

確實，開關電源整流管是不能用慢管的，但是這里確實合適的。因為IC供電電流基本在mA級別，負載不大，所以用慢管也不會有問題。

案例二

Flyback中RCD吸收電路使用慢管1N4007，解決主開關上的漏感尖峰電壓應力及EMI輻射問題。

圖2

常見的RCD吸收電路結構如圖2(D1一般用快恢復二極管)。

假如變壓器設計不合理，漏感大的話，開關管管斷時，漏感電壓較大，振蕩時間較長，導致MOS電壓應力比較大，EMI輻射超標。

圖3

圖3是D1使用快恢復二極管UF4007的實測波形。

黃線為RCD中C1的波形，粉色為開關管漏極波形，藍色為R1的電壓波形。顯然漏極振蕩時間較久，峰值較高。假如把D1換為工頻整流管1N4007會怎么樣呢?

下面便是1N4007的表現：

圖4

很明顯，漏極振蕩被完美抑制，峰值也大大減小，從而減低MOS的電壓應力，以及大大改善EMI.細心的朋友會發現，R1的電壓峰值變大。這是為何呢?因為1N4007反向恢復時間較長，所以C1的電會回流造成的。

有文獻指出真是這能量回流，減低R2的損耗，會提高電源的效率，但是經過實測并未發現效率上有改善，所以這里持保留意見。

不夠能量回流倒是實實在在存在的，理論分析和實測結果都已顯示。也正是這個原因，會導致1N4007發熱量會比較大，所以此方法適用于小功率Flyback，大功率不建議使用。

假如設計中，遇到MOS電壓應力比較大并且EMI總超標，不妨試試此方法。

雖然在日常的開關電源設計當中，并不推薦使用反應較慢的二極管，但這并不意味著它在設計中毫無用處。這類二極管反而能夠解決一些比較棘手的問題。所以在學習和設計中遇到問題時，不如換一種方式來思考，也許問題就迎刃而解了。