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如何用頻率計算法設計RCC式開關電源?

鉅大鋰電  |  點擊量:0  |  2020年05月20日  

如何設計一款開關電源?哪款變換器適合設計中小功率的開關電源?本文就介紹一種利用頻率計算法設計RCC式開關電源的方法。


RCC電路原理簡單,由開關變壓器和主開關管諧振出現振蕩,副開關管可以調節占空比,以此調節輸出電壓。但是RCC電源的占空比、工作頻率隨使用環境和內部參數的變化而改變,使得開關管控制極的電流驅動波形難以確定,給器件參數選定,尤其是變壓器的設計帶來困難。傳統設計重要有諾模圖法和磁芯面積乘積Ap計算校驗法。這兩種方法在定頻率計算中較實用,但若未知頻率,將不能用以上兩種方式設計。傳統的方法是給RCC電源預設一頻率,然后設計變壓器。但因變壓器參數直接影響到電源的工作頻率,所設計的變壓器工作頻率經常與預設頻率相差太大而不能正常工作;電源參數需多次重復設計,導致初期設計計算量大,而且該“拼湊法”在后期調試中,實際頻率很難與理論值吻合,導致電源不能工作在設計的最佳狀態。


本文推導出頻率計算公式,并得出頻率與輸入電壓成正比,與負載電流、初、次級電感量成反比。在確定的輸入電壓和已知的最大輸出功率下,根據電源給定的輸入電壓、輸出電壓、額定工作頻率和占空比直接求取變壓器的初、次級匝數,一次設計就能確定變壓器所有參數,解決了高頻變壓器設計中要反復設計與驗證的問題。基于該方法設計了一臺5V/10A的開關電源,并對電源的工作頻率、占空比等參數進行了驗證。


1RCC原理


1.1RCC原理


電路如圖1,上電后,C3兩端電壓使電流經起振電阻R1,R2,驅使主開關管Q1導通,隨著Q1導通,經由反饋電感T1的反饋信號加強對Q1控制極正向驅動,使Q1迅速導通。因感應電動勢與電流變化率成正比,當變壓器初級電流最大(飽和導通)時,T1’兩端電壓為0,Q1退出飽和狀態開始關斷。此時,T1’感生反向電動勢,加速Q1關斷,同時飽和狀態R4兩端電壓驅使Q2開通,并將Q1控制極短路,使Q1關斷,經起振電阻R1,R2重新使Q1導通,依此循環。RCC電路始終工作在臨界導通模式,不會出現反激變換中的持續能量傳遞模式,其初級電流始終都是一個鋸齒形三角波形,而不會出現梯形波。RCC電路調節電壓的輸入方式是通過控制初級峰值電流來實現的。


1.2自振蕩頻率計算


若變壓器T1的初級、次級電流為i1,i2,電壓為u1,u2,匝數為N1,N2,電感量為L1,L2,分析變壓器初級電感,由電磁感應定律知,在導通時間△t下有以下關系:


由式(8)可知,占空比與變壓器初級電感量L1成正比,與輸入電壓u1、次級電感量L2成反比,占空比不受初、次級電流變化的影響。


理想狀態下變壓器的輸入輸出能量相等:


由式(10)可知,振蕩頻率f隨u1的升高而升高,隨輸出電流i2、初次級電感量L1,L2的增大而減小。根據式(8),式(10),可確定變壓器的初、次級電感L1,L2,它們是檢驗電源能否達到設計要求的重要參考。


2設計實例


基于頻率計算法設計了一個50W的RCC開關電源,其原理圖如圖2所示。為了圖面清晰,圖中未畫出工頻濾波和整流電路。該電源采用典型RCC拓撲結構,其整流、濾波、緩沖吸收電路、電壓負反饋電路、過流控制的設計可參照文獻。


2.1選擇磁芯


所設計的電源最大輸出功率為pout=50W,所需的輸入功率pin=pout/η,預計效率為0.8,以時變壓器能承載的最大功率應不小于62.5W。若設計的電源最低工作頻率不低于50kHz,查磁芯參數表知,EE30磁芯在50kHz時最大輸出功率為64W,能滿足所需功率的要求,其磁芯有效截面積Ae=109mm2。


2.2求初、次級匝數


自激反激式變壓器匝數N的計算公式為:


式中:輸出電壓u2=5.7V(含整流管壓降0.7V),若允許磁芯工作磁通密度Bw≤120mT,將Bw代入式(11)得N2≥4.35,則取整為5匝。


由于變壓器的輸入/輸出能量相等:


由于次級最大平均電流為10A,設計占空比D為0.3,則輸出瞬時極限電流I2max=28.57A,由式(6)解出次級電感量L2=2.45μH。同理可以得出初級極限電流Imax=1.34A,初級電感量L1=1.39mH。由式(4)知N1=106。


2.3選定線徑


漆包線電流密度J=4A/mm2,則線徑為:


相應可得初次級繞組線徑分別為:φ1=0.253mm,φ2=1.784mm。對照GB(國標)線徑表,取接近且不小于計算值的初級線徑為0.28mm,次級線徑為1.25mm,兩股并繞。


2.4磁芯窗口空間校驗


線圈所占窗口面積為:


查相應磁芯參數表知,EE30磁芯的窗口面積Aw=73.35mm2,若窗口使用系數取推薦相關經驗值0.4,則0.4Aw=29.34mm2>Aw1,磁芯空間可以容下繞組。


2.5氣隙計算


為了有效防止磁芯磁飽和,RCC式開關電源高頻變壓器應在磁芯中插入氣隙,使磁芯的導磁率下降。氣隙Lg的計算公式為:


式中:μ0為真空中磁導率,所有量均為已知。計算得Lg=1.26mm。由于磁芯為EE型對稱安裝,磁芯氣隙均分到磁芯所留空隙中,EE30磁芯安裝時,要保留Lg/2=0.63mm的間隙。變壓器的重要參數如表1所示。


3實驗結果及分析


輸出電流為10A時初級電流i1和次級電壓u2如圖3所示。從數字示波器的波形可以看出,此時的占空比D為0.31,與設定的占空比相差3.33%,頻率f為47.6kHz,與設定頻率相差3.93%。這是由于高頻變壓器次級線圈取整引起的,通過調節磁芯氣隙可以簡捷調節變壓器初、次級線圈的電感值,使各項指標與理論值相吻合。因誤差不大,該設計中沒有做此調整。


采用自耦變壓器調壓,測得在母線電壓降低為250V,次級電流保持10A時次級電壓如圖4所示。


此時的占空比D為0.36,頻率f為40kHz,說明RCC變壓器工作占空比隨輸入電壓的減小而增大,工作頻率隨輸入電壓的減小而減小。將u1=250V代入占空比計算式(8)和頻率計算式(10),求解得出D=0.343,f=40.7kHz,實際工作占空比與理論值相差5.56%,工作頻率與理論值相差1.72%。輸入直流電壓為300V,輸出電流為5A時,變壓器次級線圈電壓如圖5所示。


此時的占空比D為0.3,頻率f為100kHz,說明當改變輸出電流值時,電源的工作占空比并沒有發生變化,占空比與輸出電流大小沒有關系。而工作頻率隨輸出電流的減小而線性增大。將io=5A代入占空比計算式(8)及頻率計算式(10),求解得出D=0.3,f=92kHz,工作頻率與理論值相差8.69%。4結語


RCC電路通過變壓器初級線圈與開關管諧振出現自振蕩,在輸入電壓和負載一按時,振蕩頻率受初、次級電感量的影響較大。因RCC工作頻率可變,而過低頻率將導致磁芯磁飽和,因此設計RCC變壓器時必須留有氣隙,以增大磁阻,防止磁芯飽和。與普通變壓器工作方式不用,RCC變壓器初、次級線圈相當于儲能電感,加之變壓器磁芯裝配預留氣隙出現的漏感以及緩沖網絡引發的損耗,不能簡單用初級的壓匝比求次級匝數。為此,本文提出了一種用于RCC開關電源設計的頻率計算驗證方法,可以根據變壓器的輸入電壓、輸出電壓、工作頻率和占空比等參數直接計算變壓器的相關參數。依照該方法設計的電源不需重復設計和校驗即可工作在預設的狀態,解決了RCC變壓器需反復設計的問題。基于該方法設計了一臺實驗樣機,實驗表明,其工作狀態與設定狀態基本一致,說明用變壓器匝數直接計算法設計RCC電源是可行和有效的。本文推導出了Rcc電源的工作頻率、占空比與變壓器初、次級電感量、輸入電壓、輸出電流的關系,為RCC式開關電源的設計和調試供應了依據。


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