離線式開關電源通常應用整流橋和輸入濾波電容從輸入吸收能量，大電容在接近交流輸入峰值處充電以給為逆變供應能量的未經調整的BUS供應能量。電容的容量必須足夠大，當整流后半期內線電壓低于BUS電壓時，僅由它向后續供應能量。

不幸的是，有輸入濾波電容會導致輸入電流波形不在是正弦，而是一很窄的峰值很高的電流波形，輸入功率僅有0.5"0.65，嚴重的畸變導致電網污染。線電流有效值可達兩倍相同正弦電流有效值。120V，15A的線路甚至不能在不導致電路斷路器動作時供應1Kwde輸入功率。而高功率因數校正卻能夠供應幾乎是其兩倍的功率，并且損耗很低，因此在許多領域內，高功率因數校正器成為一需求。

本文所述的高pFC放置于輸入整流和BUS電容之間，工作頻率遠大于線電壓頻率，校正器吸收正弦半波輸入電流，相位與線電壓相位相同通過BUS直流電壓與參考電壓的比較控制電流。

結果是

1、改善功率因數到0.95"0.99。

2、較少諧波(假如要可〈3%〉。

3、無間斷運行于90"270V線電壓范圍。

4、嚴格控制BUS電容，使其電壓波動范圍很小，允許逆變器的低成本，高效設計。

5、減小濾波電容，降低了成本。

6、減小充電電流有效值，提高電容可靠性。

基本運行原理

本文假定pFC工作頻率為fs=100khz，電網頻率為60hz，校正器吸收隨正弦半波電壓成正比變化的電流以獲得功率因數接近1的輸入。因此在整流橋輸入端電流與電壓同相位。當然，這只是用純電阻負載。擁有這種功能的校正電路叫做“電阻競爭者”。

輸入電流控制通過乘法器，讓表征整流輸入線電壓波形的正弦半波與控制電壓相乘，得到VERR，VERR在每個半波內必須恒定，因此可以控制VERR來控制RMS輸入電流，以控制每半個周期從電網吸收的能量。VERR代表VDC與參考電壓的偏差，經放大轉變成誤差放大器的輸出。當VDC低時，VERR變大，增大輸入功率以彌補濾波電容上能量的損失。

功率變換：盡管校正器輸入電流波形時正弦波，但它的輸出電流ichg是個正弦的平方的函數,通過思考校正器的輸入/輸出功率而非輸入/輸出電壓可以得到各個運行參數。假定為高輸入功率因數校正，其頻率遠大于工頻，在校正器上儲存和消耗的能量忽略不計(電感儲存的能量在每個開關周期上通常大于其傳遞的能量，但是在每工頻半周期內可以忽略)。因此輸入與輸出功率相等。BOOST電路

最常用的HpFC電路，輸出必須總大于輸入暫態值。輸入電流不要關斷，由于電感的存在很小，減小了線路污染和EMI，另外線路的SpIKE被電感吸收，新增了系統可靠性。

電流持續模式下，輸入電感使電流控制模式得以很好應用以控制輸入電流正弦(電流控制實際市控制電感電流)

晶體的位置使得其容易驅動，因為S和E極參考控制電路和電容的共同端。晶體最大電壓為電容電壓。

其最大的缺點是不能限流，因為其在輸入和輸出間沒有串聯開關。不能控制過載和啟動過電流，只有通過后續逆變部分供應保護。

還有，當輸入電壓比輸出電壓高的時候，其不起用途，這種情況發生在每次供電設備開機和線電壓足夠長時間的紊亂的時候。軟啟動沒有用途，因為在這種情況下BOOST電路不運行。晶體一直關斷，但是輸入電流將上升，其峰值將大于幾倍額定電流值，導致電感飽和，除非另加限流電路。

必須加入斜坡補償，以防止在D大于0.5(VIN〈VDC/2〉時系統不穩定。因為電感電流隨輸入電壓變化，所以斜坡補償很難控制，這個問題可以通過降低電流內環帶寬防止，以致電感電流平均值被直接控制，而不是截取峰值電流。因為開關頻率遠大于電網頻率，所以有很大的空間去控制電流環的帶寬。

不持續的電感電流模式不能用在HpFC電路中，因為在峰值輸入電壓處電感電流下降很窄，因此紋波電流很小。但是在HpFC在輸入電壓峰值處，線電流也在其峰值處。擁有高峰值電流低紋波，電感電流必須持續。

BUCK電路

由于BUCK電路要求輸入總大于輸出，所以其不用在HpFC中。在輸入電流為正弦半波時候，當其變化的電壓數值小于BUS電壓時，其停止工作。雖然如此，但是BUCK拓撲在做限流時非常有用(母線有開關管)，其可以作為BOOST的一個補充。