準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換是十分成熟的技術(shù)，廣泛用于消費(fèi)產(chǎn)品的電源設(shè)計(jì)中。新型的綠色電源系列控制器實(shí)現(xiàn)低至150mW的典型超低待機(jī)功耗。本文將闡述準(zhǔn)諧振反激式轉(zhuǎn)換器是如何提高電源效率以及如何用UCC28600設(shè)計(jì)準(zhǔn)諧振電源。

1常規(guī)的硬開關(guān)反激電路

圖1所示為常規(guī)的硬開關(guān)反激式轉(zhuǎn)換器電路。這種不持續(xù)模式反激式轉(zhuǎn)換器(DCM)一個工作周期分為三個工作區(qū)間：(t0~t1)為變壓器向負(fù)載供應(yīng)能量階段，此時輸出二極管導(dǎo)通，變壓器初級的電流通過Np:Ns的耦合流向輸出負(fù)載，逐漸減小。

MOSFET電壓由三部分疊加而成：輸入直流電壓VDC、輸出反射電壓VFB、漏感電壓VLK.到t1時刻，輸出二極管電流減小到0,此時變壓器的初級電感和和寄生電容構(gòu)成一個弱阻尼的諧振電路，周期為2πLC.在停滯區(qū)間(t1~t2)，寄生電容上的電壓會隨振蕩而變化，但始終具有相當(dāng)大的數(shù)值。當(dāng)下一個周期t2節(jié)點(diǎn)，MOSFET導(dǎo)通時間開始時，寄生電容(COSS和CW)上電荷會通過MOSFET放電，出現(xiàn)很大的電流尖峰。由于這個電流出現(xiàn)時MOSFET存在一個很大的電壓，該電流尖峰因此會做成開關(guān)損耗。此外，電流尖峰含有大量的諧波含量，從而出現(xiàn)EMI.

2準(zhǔn)諧振反激式設(shè)計(jì)的實(shí)現(xiàn)

利用檢測電路來有效地“感測”MOSFET漏源電壓(VDS)的第一個最小值或谷值，并僅在這時啟動MOS-FET導(dǎo)通時間，由于寄生電容被充電到最低電壓，導(dǎo)通的電流尖峰將會最小化。這情況常被稱為谷值開關(guān)(ValleySwitching)或準(zhǔn)諧振開關(guān)。這種電源是由輸入電壓/負(fù)載條件決定的可變頻率系統(tǒng)。換言之，調(diào)節(jié)是通過改變電源的工作頻率來進(jìn)行，不管當(dāng)時負(fù)載或輸入電壓是多少，MOSFET始終保持在谷底的時候?qū)ā＿@類型的工作介于持續(xù)(CCM)和不持續(xù)條件模式(DCM)之間。因此，以這種模式工作的轉(zhuǎn)換器被稱作在臨界電流模式(CRM)下工作。臨界模式下MOSFET漏源電壓如圖2所示。

在反激式電源設(shè)計(jì)中采用準(zhǔn)諧振開關(guān)方法有著許多優(yōu)點(diǎn)：

(1)降低導(dǎo)通損耗

由于MOSFET導(dǎo)通具有最小的漏源電壓，故可以減小導(dǎo)通電流尖峰。減輕了MOSFET的壓力，降低器件的溫度。

(2)降低輸出二極管反向恢復(fù)損耗

由于二次側(cè)的整流管零電流關(guān)斷，反向恢復(fù)損耗降低，從而提高電源整體效率。

(3)減少EMI

導(dǎo)通電流尖峰的減小以及在準(zhǔn)諧振過程中存在頻率抖動，將會減小EMI噪聲，這就減少EMI濾波器的使用數(shù)量，從而降低電源成本。

3基于UCC28600控制器的鎢燈電源的設(shè)計(jì)

3.1UCC28600控制器的重要特性

UCC28600控制器的重要特性有先進(jìn)的綠色模式控制方式;低EMI及低損耗(谷底開關(guān))的準(zhǔn)諧振控制方式;空載損耗小于150mW(低待機(jī)電流);低啟動電流(最大25μA);可編程過壓保護(hù)(輸入電壓和輸出電壓);內(nèi)置過溫保護(hù)，溫度回復(fù)后可自動重啟;限流保護(hù)：逐周期限功率，過電流打嗝式重啟;可編程軟啟動;集成綠色狀態(tài)腳(pFC使能端)。

3.2UCC28600工作原理

UCC28600內(nèi)部集成了UVLO比較器，高頻振蕩器，準(zhǔn)諧振控制器和軟起動控制器，待機(jī)模式跳脈沖比較器，輸入和輸出過電壓保護(hù)。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖如圖3所示。

(1)UVLO比較器

UCC28600的VDD電壓在13V起動，在低于8V時關(guān)閉，有5V的滯差電壓，可以提高UCC28600工作的穩(wěn)定性。

(2)內(nèi)部振蕩器

UCC28600內(nèi)部集成了一個40~130kHz的振蕩器。

(3)準(zhǔn)諧振控制器和軟起動控制器

UCC28600采用準(zhǔn)諧振的開關(guān)變換器以提高轉(zhuǎn)換效率，利用變壓器的勵磁磁通，在開關(guān)關(guān)斷期間，檢測變壓器繞組的輸出電壓，假如電壓偏低及處于振蕩的波谷時，可以確認(rèn)該時刻變壓器勵磁磁通耗盡，可以開啟下一周期。該準(zhǔn)諧振模式可分為臨界導(dǎo)通模式(CRM)和不持續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)以及頻率調(diào)制模式(FFM)。

(4)待機(jī)模式和跳脈沖比較器

當(dāng)功率繼續(xù)減小，UCC28600進(jìn)入待機(jī)模式;頻率調(diào)制模式(FFM)頻率下降到40kHz,不再減小;當(dāng)FB小于0.6V時，開關(guān)脈沖輸出關(guān)斷，當(dāng)FB大于0.7V時，開關(guān)脈沖正常輸出，從而得到跳脈沖模式的待機(jī)工作狀態(tài)。

(5)輸入和輸出過電壓保護(hù)

OVp引腳為過電壓(線電壓和負(fù)載電壓)輸入腳以及諧振開通的響應(yīng)腳，此腳通過變壓器初級偏置線圈來偵測輸入過壓，負(fù)載過壓及諧振條件，其過壓點(diǎn)可通過與此腳相連的電阻來靈活調(diào)節(jié)。

3.3鎢燈電源的技術(shù)指標(biāo)

輸入電壓：95~260VAC50/60Hz;輸出電壓：5V;輸出電流：4.3A;可遙控關(guān)閉電源輸出。3.4電源設(shè)計(jì)過程

鎢燈電源電路圖如圖4所示，交流電源從左上角輸入，經(jīng)輸入電源濾波器、整流橋、高壓電容，轉(zhuǎn)為約130~360V的直流高壓。N14、V30組成高壓側(cè)主電路，將直流高壓斬波為脈沖電壓，通過變壓器耦合，經(jīng)V12整流輸出，輸出電容濾波為直流電壓。

3.4.1啟動電路

由于UCC28600的啟動電流非常小，典型值為12μA,可以大大降低啟動電阻的功耗，因而啟動電阻由三個300kΩ的貼片電阻串聯(lián)而成。但由于VDD引腳要一個足夠的儲能電容防止在工作時出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象，帶來的一個問題是VDD啟動時電壓上升過慢，電源啟動時間過長。解決方法是VDD引腳采用小電容，反供繞組采用大電容，兩者之間用V34(1N4148)隔離。

3.4.2遙控電路

遙控電路用光耦TLp181安全隔離，當(dāng)遙控信號輸入CTL端加電流信號時，光耦輸出端導(dǎo)通，通過V33將UCC28600的SS引腳拉低，關(guān)閉MOSFET的驅(qū)動信號;通過R32將VDD電壓拉低，低于UCC28600的啟動電壓，防止芯片一直處于重啟過程。

3.4.3反饋電路

采用TL431采樣輸出端電壓，通過光耦TLp181隔離后反饋到芯片的輸入端。TL431的基準(zhǔn)電壓為2.495V,通過R84、R85的分壓，將輸出電壓設(shè)定在11.5V.由于負(fù)載為固定鎢燈電源，所以不用考慮電源的瞬態(tài)相應(yīng)，故TL431的補(bǔ)償電容采用簡單的Ⅰ類補(bǔ)償，電路簡單，穩(wěn)定可靠。

3.4.4變壓器設(shè)計(jì)

設(shè)在最大負(fù)載時，UCC28600工作在準(zhǔn)諧振模式，其最大占空比發(fā)生在最低輸入電壓時，在固定輸入電壓和輸入功率的情況下：

初級繞組采用2×0.35漆包線，次級采用125μm銅箔，采用三明治繞法，磁芯中心柱開氣隙，使ALG為275nH/T2.

3.5測試數(shù)據(jù)

3.5.1電源轉(zhuǎn)換效率

電源在不同輸入輸出條件下效率如圖5所示。

3.5.2不同狀態(tài)下的開關(guān)管波形

電源在不同狀態(tài)下的開關(guān)管波形如圖6所示。

由圖6可以看出，當(dāng)輸出負(fù)載很小時，電源是工作于跳脈沖模式，這樣可以降低開關(guān)損耗，提高輕載電源效率;隨著負(fù)載加大，電源開始進(jìn)入頻率調(diào)制工作模式。在滿載且輸入電壓較高時，電源工作于頻率較高的準(zhǔn)諧振模式;假如輸入電壓較低時，工作模式不變，但開關(guān)頻率降低，維持開關(guān)管在波形谷底導(dǎo)通。

4結(jié)語

本文提出的基于UCC28600控制器的準(zhǔn)諧振反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法，該方法利用準(zhǔn)諧振技術(shù)降低了MOSFET的開關(guān)損耗。實(shí)踐證明，基于UCC28600的準(zhǔn)諧振反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)具有輸入電壓范圍寬、輸出電壓精度高、高轉(zhuǎn)換效率、低待機(jī)功耗等特點(diǎn)。本電源應(yīng)用于鎢燈電源中，最高效率達(dá)到86%,收到了良好效果。