DC/DC開關控制器的MOSFET選擇是一個復雜的過程。僅僅考慮MOSFET的額定電壓和電流并不足以選擇到合適的MOSFET。要想讓MOSFET維持在規定范圍以內，必須在低柵極電荷和低導通電阻之間取得平衡。在多負載電源系統中，這種情況會變得更加復雜。

圖1—降壓同步開關穩壓器原理圖

DC/DC開關電源因其高效率而廣泛應用于現代許多電子系統中。例如，同時擁有一個高側FET和低側FET的降壓同步開關穩壓器，如圖1所示。這兩個FET會根據控制器設置的占空比進行開關操作，旨在達到理想的輸出電壓。降壓穩壓器的占空比方程式如下：

1）占空比（高側FET，上管）=Vout/（Vin*效率）

2）占空比（低側FET，下管）=1–DC（高側FET）

FET可能會集成到與控制器一樣的同一塊芯片中，從而實現一種最為簡單的解決方案。但是，為了提供高電流能力及（或）達到更高效率，FET需要始終為控制器的外部元件。這樣便可以實現最大散熱能力，因為它讓FET物理隔離于控制器，并且擁有最大的FET選擇靈活性。它的缺點是FET選擇過程更加復雜，原因是要考慮的因素有很多。

一個常見問題是“為什么不讓這種10AFET也用于我的10A設計呢？”答案是這種10A額定電流并非適用于所有設計。

選擇FET時需要考慮的因素包括額定電壓、環境溫度、開關頻率、控制器驅動能力和散熱組件面積。關鍵問題是，如果功耗過高且散熱不足，則FET可能會過熱起火。我們可以利用封裝/散熱組件ThetaJA或者熱敏電阻、FET功耗和環境溫度估算某個FET的結溫，具體方法如下：

3）Tj=ThetaJA*FET功耗（pdissFET）+環境溫度（Tambient）

它要求計算FET的功耗。這種功耗可以分成兩個主要部分：AC和DC損耗。這些損耗可以通過下列方程式計算得到：

4）AC損耗：AC功耗（pswAC）=?*Vds*Ids*（trise+tfall）/Tsw

其中，Vds為高側FET的輸入電壓，Ids為負載電流，trise和tfall為FET的升時間和降時間，而Tsw為控制器的開關時間（1/開關頻率）。

5）DC損耗：pswDC=RdsOn*Iout*Iout*占空比

其中，RdsOn為FET的導通電阻，而Iout為降壓拓撲的負載電流。

其他損耗形成的原因還包括輸出寄生電容、門損耗，以及低側FET空載時間期間導電帶來的體二極管損耗，但在本文中我們將主要討論AC和DC損耗。

開關電壓和電流均為非零時，AC開關損耗出現在開關導通和關斷之間的過渡期間。圖2中高亮部分顯示了這種情況。根據方程式4），降低這種損耗的一種方法是縮短開關的升時間和降時間。通過選擇一個更低柵極電荷的FET，可以達到這個目標。另一個因數是開關頻率。開關頻率越高，圖3所示升降過渡區域所花費的開關時間百分比就越大。因此，更高頻率就意味著更大的AC開關損耗。所以，降低AC損耗的另一種方法便是降低開關頻率，但這要求更大且通常也更昂貴的電感來確保峰值開關電流不超出規范。

圖2—AC損耗圖

圖3—開關頻率對AC損耗的影響

開關處在導通狀態下出現DC損耗，其原因是FET的導通電阻。這是一種十分簡單的I2R損耗形成機制，如圖4所示。但是，導通電阻會隨FET結溫而變化，這便使得這種情況更加復雜。所以，使用方程式3）、4）和5）準確計算導通電阻時，就必須使用迭代方法，并要考慮到FET的溫升。降低DC損耗最簡單的一種方法是選擇一個低導通電阻的FET。另外，DC損耗大小同FET的百分比導通時間成正比例關系，其為高側FET控制器占空比加上1減去低側FET占空比，如前所述。由圖5我們可以知道，更長的導通時間就意味著更大的DC開關損耗，因此，可以通過減小導通時間/FET占空比來降低DC損耗。例如，如果使用了一個中間DC電壓軌，并且可以修改輸入電壓的情況下，設計人員或許就可以修改占空比。

圖4—DC損耗圖

圖5—占空比對DC損耗的影響

盡管選擇一個低柵極電荷和低導通電阻的FET是一種簡單的解決方案，但是需要在這兩種參數之間做一些折中和平衡。低柵極電荷通常意味著更小的柵極面積/更少的并聯晶體管，以及由此帶來的高導通電阻。另一方面，使用更大/更多并聯晶體管一般會導致低導通電阻，從而產生更多的柵極電荷。這意味著，FET選擇必須平衡這兩種相互沖突的規范。另外，還必須考慮成本因素。

低占空比設計意味著高輸入電壓，對這些設計而言，高側FET大多時候均為關斷，因此DC損耗較低。但是，高FET電壓帶來高AC損耗，所以可以選擇低柵極電荷的FET，即使導通電阻較高。低側FET大多數時候均為導通狀態，但是AC損耗卻最小。這是因為，導通/關斷期間低側FET的電壓因FET體二極管而非常地低。因此，需要選擇一個低導通電阻的FET，并且柵極電荷可以很高。圖7顯示了上述情況。

圖7—低占空比設計的高側和低側FET功耗

如果我們降低輸入電壓，則我們可以得到一個高占空比設計，其高側FET大多數時候均為導通狀態，如圖8所示。這種情況下，DC損耗較高，要求低導通電阻。根據不同的輸入電壓，AC損耗可能并不像低側FET時那樣重要，但還是沒有低側FET那樣低。因此，仍然要求適當的低柵極電荷。這要求在低導通電阻和低柵極電荷之間做出妥協。就低側FET而言，導通時間最短，且AC損耗較低，因此我們可以按照價格或者體積而非導通電阻和柵極電荷原則，選擇正確的FET。

圖8—高占空比設計的高側和低側FET功耗

假設一個負載點（pOL）穩壓器時我們可以規定某個中間電壓軌的額定輸入電壓，那么最佳解決方案是什么呢，是高輸入電壓/低占空比，還是低輸入電壓/高占空比呢？使用不同輸入電壓對占空比進行調制，同時查看FET功耗情況。圖9中，高側FET反應曲線圖表明，占空比從25%增至40%時AC損耗明顯降低，而DC損耗卻線性增加。因此，35%左右的占空比，應為選擇電容和導通電阻平衡FET的理想值。不斷降低輸入電壓并提高占空比，可以得到最低的AC損耗和最高的DC損耗，就此而言，我們可以使用一個低導通電阻的FET，并折中選擇高柵極電荷。如低側FET圖10所示，控制器占空比由低升高時DC損耗線性降低（低側FET導通時間更短），高控制器占空比時損耗最小。整個電路板的AC損耗都很低，因此任何情況下都應選擇使用低導通電阻的FET。

圖9—高側FET損耗與占空比的關系

圖10—低側FET損耗與控制器占空比的關系。

請注意：低側FET占空比為1-控制器占空比，因此低側FET導通時間隨控制器占空比增加而縮短

圖11顯示了我們將高側和低側損耗組合到一起時總效率的變化情況。我們可以看到，這種情況下，高占空比時組合FET損耗最低，并且效率最高。效率從94.5%升高至96.5%。不幸的是，為了獲得低輸入電壓，我們必須降低中間電壓軌電源的電壓，使其占空比增加，原因是它通過一個固定輸入電源供電。因此，這樣可能會抵消在pOL獲得的部分或者全部增益。另一種方法是不使用中間軌，而是直接從輸入電源到pOL穩壓器，目的是降低穩壓器數。這時，占空比較低，我們必須小心地選擇FET。

圖11—總損耗與效率和占空比的關系

在有多個輸出電壓和電流要求的電源系統中，情況會更加復雜。對比不同pOL穩壓器占空比的效率、成本和體積。圖12顯示了一個系統，其輸入電壓為28V，共有8個負載，4個不同電壓，范圍為3.3V到1.25V。共有3種對比方法：1）無中間軌，直接通過輸入電源提供28V電壓，以實現pOL穩壓器的低占空比；2）使用12V中間軌，pOL穩壓器中等占空比；3）使用5V中間軌，高pOL穩壓器占空比。圖13和表1顯示了對比結果。這種情況下，無中間軌電源的構架實現了最低成本，12V中間軌電壓的構架獲得了最高效率，而5V中間軌電壓構架則實現了最小體積。因此，我們可以看到，對于這種大型系統而言，單pOL電源情況下我們所看到的這些參數均沒有明顯的趨向。這是因為，使用多個穩壓器時，除中間軌穩壓器本身以外，每個穩壓器都有其不同的負載電流和電壓要求，而這些需求可能會相互沖突。研究這種情況的最佳方法是使用如WEBENCH電源設計師等工具，對不同的選項進行評估

圖12—表明輸入、中間軌、負載點（pOL）電源和負載的電源系統。

中間軌電壓的不同選擇為28V（直接使用輸入電源）、12V和5V。這會帶來不同的pOL穩壓器占空比。

圖13電源設計曲線圖，其表明中間軌電壓對電源系統效率、體積和成本的影響。