一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應(yīng)用中，使用同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還會在整流器上引入較高的di/dt。為了實現(xiàn)高效率，MOSFET的選擇重要取決于導(dǎo)通電阻和柵極電荷。然而，人們很少注意寄生體二極管反向恢復(fù)電荷(Qrr)和輸出電容(COSS)。這些關(guān)鍵參數(shù)可能會增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。一般而言，隨著MOSFET擊穿電壓額定值的增大，導(dǎo)通電阻也會增大。

本文提出一種數(shù)控有源鉗位吸收器。該吸收器既可消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴，還能發(fā)揮設(shè)計指南作用；在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器（如半橋和全橋拓撲結(jié)構(gòu)）中擁有多種其他優(yōu)勢，同時還能提高可靠性，降低故障率。

簡介

人們總是希望使用平均故障間隔時間(MTBF)較高的高可靠性電源。要打造穩(wěn)健的設(shè)計，可以使用額定擊穿電壓較高的開關(guān)。但這樣做會喪失一定的效率。因此，高效率和高可靠性在實際應(yīng)用中往往不可兼得。作為新一代電源解決方案的一部分，工業(yè)界一直對高效率隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器保持著穩(wěn)定的需求。這就要求在副邊使用同步整流器。整流器的額定值一般是器件電壓尖峰的1.2至1.5倍。電壓尖峰由漏感、寄生走線電感和整流器輸出電容(COSS)形成的諧振所導(dǎo)致，諧振峰值可能高達整流器穩(wěn)態(tài)反向電壓的兩倍。一種解決方案是用無源吸收器充當(dāng)RC1或RCD2。雖然這些器件非常流行，但有損耗，會導(dǎo)致效率略微下降。用于制造無損吸收器的部分技術(shù)采用的是再生吸收器（如LCD3），但吸收器僅用于原邊開關(guān)，或者只在電源開關(guān)關(guān)閉而非開啟期間使用RC吸收器。其他技術(shù)4,5運用泄漏電能來驅(qū)動小型高效率轉(zhuǎn)換器，饋入輸出電壓終端。但這要求使用更多的元件。其他技術(shù)6則將有源鉗位吸收器用于全橋相移拓撲結(jié)構(gòu)，以便消除在ZVS軟開關(guān)應(yīng)用中由原邊諧振電感導(dǎo)致的諧振，但僅限于低占空比應(yīng)用。

本文將深入探討有源鉗位吸收器電路及其數(shù)字實現(xiàn)方式，該吸收器電路可以避免電壓偏移，特別是能消除MOSFET中寄生二極管的反向恢復(fù)損耗，還具有多種其他優(yōu)勢。轉(zhuǎn)換器（僅副邊）功率級示意圖如圖1所示。

圖1.功率轉(zhuǎn)換器副邊（圖中所示為有源鉗位）

圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的副邊。副邊由同步整流構(gòu)成，同步整流表現(xiàn)為連接變壓器的H-橋。另外還有輸出濾波器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT)。有源鉗位開關(guān)是一個P溝道MOSFET，用于轉(zhuǎn)換柵極信號電平的柵極驅(qū)動由一個電容和一個二極管構(gòu)成。

高頻等效電路

在高頻視圖中，大電感和大電容分別處于開路和短路狀態(tài)，電路分析中只使用寄生和諧振電感及電容。利用這種方法可以簡化電路，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓撲結(jié)構(gòu)和使用吸收器的場合，因為在緩沖周期中，高頻電流會選擇阻抗最低的路徑。

電路的交流視圖如圖2所示。輸出濾波電感和電容分別處于開路和短路狀態(tài)。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持原樣。重點是轉(zhuǎn)換器的副邊，因為原邊電壓源已短路并且對分析無用。

圖2.（左）功率轉(zhuǎn)換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡化的AC視圖。

同步FET有源鉗位電路的工作原理

在分析中，我們假設(shè)，吸收器電容足夠大，能維持電壓恒定不變。在續(xù)流間隙（在圖3中，SR1和SR2均開啟），四個副邊開關(guān)(MOSFET)全部開啟。受有限上升和下降時間以及柵極驅(qū)動信號傳播延遲變化的影響，同步整流器信號之間始終存在較短的死區(qū)時間。在該死區(qū)時間期間，MOSFET的寄生二極管會導(dǎo)通以續(xù)流。其后是下一半開關(guān)周期，此時，原邊MOSFET的另一個引腳啟動。這會導(dǎo)致變壓器繞組上的極性發(fā)生變化，同時關(guān)閉同步整流器體二極管。然而，只要反向恢復(fù)電荷(Qrr)未耗盡，同步MOSFET的寄生二極管就不會關(guān)閉。方向如圖2所示。該Qrr被視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會增大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰。反向恢復(fù)電荷的大小由下式計算得到：

圖3

圖4a.trr間隔捕獲反向恢復(fù)能量期間的工作情況

圖4b.負載中釋放的能量

漏電電感和走線電感（極性如圖2所示）導(dǎo)致的電壓尖峰由有源鉗位吸收器吸收。有源吸收器開關(guān)可以在寄生二極管開啟后在ZVS時打開。然而，當(dāng)有源鉗位吸收器開啟時，吸收器電容會吸收反向恢復(fù)電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負載中。由于通過吸收器電容的凈電流為零，所以只要轉(zhuǎn)換器工作于穩(wěn)態(tài)下，吸收器就會維持電荷平衡。

設(shè)計指南

1.估算漏電電感

讓轉(zhuǎn)換器在無吸收器的條件下工作，測量同步MOSFET漏極上振鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1)。另外，測量原邊電流波形上的前沿尖峰（應(yīng)等于trr）。要估算漏電電感，要使電容的已知值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個數(shù)量級。用下式測量振鈴頻率(f2)，計算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：

2.選擇有源鉗位吸收器電容

選擇一個輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸收器電容。這是因為有源吸收器開關(guān)會有一條低阻抗路徑。然而，吸收器電容的選擇必須做到：

其中，Ts為開關(guān)周期。

在下列最小延遲條件下打開有源鉗位吸收器：

這兩項為驅(qū)動器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅(qū)動信號上升時間。這個時序非常重要，因為必須捕獲MOSFET體二極管的全部反向恢復(fù)能量。該時間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性（Qrr、trr、Irr），可能隨器件上的溫度、負載電流和反向電壓等因素而變化。延遲時間和吸收器導(dǎo)通時間可以用本文所述方法精確設(shè)置以針對不同的開關(guān)特性進行優(yōu)化。

確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧振周期，在此期間，將漏電電能釋放到鉗位電容中。

該值的范圍為：

為了避免在第1點上觀察到過多的振鈴，導(dǎo)通時間應(yīng)不超過一個或兩個諧振周期，否則，會出現(xiàn)過多的持續(xù)振鈴。或者，吸收器的導(dǎo)通時間可以取上面第1點中觀察到的前沿尖峰的導(dǎo)通時間的近似值（如trr）。過多的導(dǎo)通時間只是會導(dǎo)致能量再諧振幾個周期，可以在原邊電流波形中看到這一點（圖8和圖9）。

3.選擇吸收器開關(guān)

(1)的一個簡化版本是使用MOSFET數(shù)據(jù)手冊中的最差條件限值。以下公式更加詳細地展現(xiàn)了電容中電流的情況：

使用因子2是因為考慮的只是半個開關(guān)周期，關(guān)于全橋或半橋拓撲結(jié)構(gòu)，該過程發(fā)生兩次。另外，在圖1中，由于兩個開關(guān)關(guān)閉，所以反向恢復(fù)電荷會新增一倍。因此，總電流為：

其中，在全橋配置下，C為2；在中心抽頭配置下，C為1；N為并聯(lián)的MOSFET數(shù)目。這是通過有源吸收器開關(guān)的平均電流。

數(shù)字實現(xiàn)

有源鉗位吸收器的數(shù)字實現(xiàn)有兩個控制：控制1是吸收器延遲（自觸發(fā)器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調(diào)延遲）?？刂?為吸收器PWM導(dǎo)通時間。觸發(fā)點為H橋?qū)呉_原邊PWM上升沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）。吸收器PWM并不要求像主控PWM分辨率相同高的分辨率（如125ps）。結(jié)果，觸發(fā)所需時鐘能支持較慢的速率（5ns分辨率），這樣還能節(jié)能（40倍系數(shù)）。這一概念也可以運用到副邊上有中心抽頭的功率轉(zhuǎn)換拓撲結(jié)構(gòu)。另外，該概念也可以用于單個開關(guān)，在這些開關(guān)中，每個功率晶體管上會放置一個分立式有源鉗位開關(guān)吸收器單元。在這種情況下，有源鉗位FET的驅(qū)動信號取自同步整流器的下降沿。

圖5.吸收器PWM的數(shù)字實現(xiàn)

ADP1055數(shù)字控制器供應(yīng)了實現(xiàn)這一目標(biāo)的必要工具。借助直觀簡單的圖形用戶界面，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的優(yōu)化。ADP1055供應(yīng)了兩個選項來設(shè)置吸收器PWM，即通過SR1和SR2的邏輯組合或通過OUTC和OUTD信號的邏輯組合。在兩種情況下，可以用兩個選項配置吸收器PWM，如圖6和圖7所示。在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設(shè)置死區(qū)時間）和吸收器導(dǎo)通時間微調(diào)優(yōu)化參數(shù)。借助兩個信號的邏輯組合和極性選擇功能，用戶完全可以自由地選擇適當(dāng)?shù)奈掌鹘M合。

圖6.使用選項1（SR1和SR2）的吸收器時序

圖7.使用選項2（OUTC和OUTD）的吸收器時序

全橋拓撲結(jié)構(gòu)的實驗結(jié)果

為了進行實驗驗證，選擇的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其額定輸入為48V，額定輸出為12V、20A，開關(guān)頻率為125kHz。拓撲結(jié)構(gòu)為全橋，帶一個副邊，如圖1所示。

圖8展示了使用不正確的吸收器導(dǎo)通時間會導(dǎo)致多余振鈴，同時還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流中。前沿尖峰也很嚴重，會導(dǎo)致不必要的EMI。

圖8.過多的吸收器導(dǎo)通時間

圖9所示為優(yōu)化的吸收器導(dǎo)通時間，其中，在同步MOSFET的漏極電壓上無振鈴。同時，前沿尖峰也幾乎消除了。

圖9.優(yōu)化的吸收器時序

圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏極電壓。電壓偏移可能非常嚴重，達穩(wěn)態(tài)電壓的1.5倍，并且MOSFET有可能進入雪崩條件。

圖10.不存在有源鉗位吸收器

圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除，MOSFET漏極上無振鈴。

圖11.存在有源鉗位吸收器

圖12.0A負載條件下的吸收器有效性

綠線：SR漏極，10V/p藍線：鉗位FET柵極-源極電壓，5V/p黃線：負載電流，10A/p

圖13.20A負載條件下的吸收器有效性

綠線：SR漏極，10V/p藍線：鉗位FET柵極-源極電壓，5V/p黃線：負載電流，10A/p

半橋拓撲結(jié)構(gòu)的實驗結(jié)果

對半橋拓撲結(jié)構(gòu)進行了額外的實驗驗證，額定輸入為48V，額定輸出為9V、200W，開關(guān)頻率為180kHz。

圖14.有源鉗位吸收器禁用

紅線：SR1漏極，5V/p藍線：SR2漏極；5V/p綠線：吸收器PWM，5V/p

圖15.有源鉗位吸收器使能

紅線：SR1漏極，5V/p藍線：SR2漏極；5V/p綠線：吸收器PWM，5V/p

圖16.有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形

黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5V/p紅線：SR1漏極，10V/p藍線：SR2漏極，10V/p綠線：輸出電壓，2V/p

圖17.有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形

黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5V/p紅線：SR1漏極，10V/p藍線：SR2漏極，10V/p綠線：輸出電壓，2V/p

圖18.短路測試過程中的SR漏極電壓

黃線：負載電流，5A/p紅線：SR1漏極，10V/p藍線：SR2漏極，10V/p綠線：輸出電壓，2V/p

布局考慮

圖8所示為上述半橋拓撲結(jié)構(gòu)的布局。關(guān)鍵點是通過縮短環(huán)路或?qū)⑵湎拗圃谳^窄區(qū)域，減小鉗位環(huán)路的寄生電感。否則會降低鉗位的有效性，并在鉗位周期內(nèi)導(dǎo)致高頻振鈴。

圖19.有源鉗位吸收器布局

結(jié)論

本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器高輸出電流應(yīng)用中的數(shù)字實現(xiàn)方式。提出的有源-鉗位方案具有多種優(yōu)勢，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET額定擊穿電壓，從而提高效率。同時還消除了振鈴，結(jié)果可以減少電磁干擾(EMI)。這是一種低成本的簡單電路，驅(qū)動方案也很簡單。另外，與要額外電感的其他有源吸收器相比，還可以節(jié)省PCB板空間。整體而言，電源的可靠性得到了大幅提升。此外，消除了前沿尖峰，結(jié)果降低了對原邊開關(guān)的壓力。另外，更高的效率可以降低發(fā)熱量，這對散熱困難的受限區(qū)域中的模塊非常有用。

ADP1055數(shù)字控制器供應(yīng)了實現(xiàn)上述任務(wù)的必要工具，無需編寫復(fù)雜的程序或代碼。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒、軟停、命令掩碼、非線性增益等。

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本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導(dǎo)體。