0引言

高邊功率開關是功率集成電路的典型電路之一。它是將驅動電路、控制電路與保護電路能夠集成于一個芯片中，在一定程度上實現智能化的控制功能，將會大大降低芯片的設計難度并且提高其性能。而電荷泵電路則是其中必不可少的重要驅動電路。隨著人們對便攜式電子設備的消費需求越來越高，電子產品的高性能、低功耗、輕型化等要使得電源開關相關的芯片性能要求愈加提升，而對電荷泵電路的性能要求也隨之越來越高。

智能功率開關將控制電路，保護電路，驅動電路以及一些外圍接口與功率開關做成一體化的集成芯片。其中驅動電路就是本文所提及的電荷泵電路。智能功率開關分為高邊功率開關和低邊功率開關，高邊與低邊的差別在用作開關作用的MOS管接在電源端還是地端。根據不同的應用環境會選擇不同的功率開關。

高邊功率開關如圖1所示，高壓功率管NMOS起重要的開關作用，通過電荷泵驅動電路對功率MOS管的柵極進行充放電來控制其開啟與關斷。

電荷泵是一種電荷轉移的方式進行工作的電路，在本文所研究的這款芯片中，電荷通過對功率管的柵電容進行周期性的充電，將柵電壓逐漸提高到功率管的開啟電壓以上，從而保證芯片能夠開啟。由于電荷泵會對柵極進行持續的充電，因此柵極電壓會充到電源電壓以上，要一個鉗位電路來限制柵極的最高電壓，即電荷泵電路的輸出電壓。

1.1電荷泵電路的設計背景

本文設計的電荷泵電路是應用于一款電源電壓工作范圍為4.7~52V的高邊功率開關電源芯片。本文中取40V為例進行設計，為了使得功率開關管在供電電源為40V時依舊可以正常工作，則電荷泵電路要將驅動電壓抬升至40V以上。

1.2電荷泵電路基本原理

電荷泵是一種DC/DC的電壓轉換電路，在實際應用中電荷泵可以將輸入電壓的相位反轉即正電壓輸出為負電壓，或者將輸入電壓的大小增大甚至翻倍。電荷泵的原理是通過對內部電容的周期性的充放電，利用電容電壓不能突變的原理實現對輸入電壓大小和相位的控制，因此將這種電路稱為電荷泵變換器。

電荷泵的基本原理電路如圖2所示，該電路的核心是兩個電容、一個反相器和四個開關組成。開關的關斷與開啟由電荷泵前級電路輸入的周期變化的方波信號與反相器控制，且開關狀態總是成對出現。控制信號在第一個高電平時，S1開關和S2開關閉合、S3開關和S4開關則會因為反相器而斷開，此時，圖2中左邊的回路就會導通，輸入電壓U1開始對電容C1進行充電，靠近S1端為正電壓；在控制信號為低電平時，開關狀態相反，即S1開關和S2開關斷開、S3開關和S4開關閉合，此時圖2中的左側回路關閉而右側回路開啟，電容C1向C2放電，電荷就會存儲在電容C2的內部，其兩端的電壓差值將會達到U1，且靠近開關S3端是正電位，而由于電容C2上極板接地，則輸出電壓U0的電壓為-U1。由此可以得到與輸入電壓極性相反的輸出電壓。之后下一個周期的方波信號來臨，高電平時，S1開關和S2開關再次閉合、S3開關和S4開關再次斷開，輸入電壓U1又一次向電容C1進行充電，之后方波低電平，和之前相同，S1開關和S2開關斷開、S3開關和S4開關閉合，在原本C2中就存儲電荷的情況下，C1繼續向C2放電，C2極板的電壓就會升高。以此類推，假如控制信號以高頻率方波輸入，則通過C1和C2的電壓轉換可以在輸出端得到持續輸出的負電壓。

雖然電荷泵能夠實現電壓變換，但從原理上可以理解其輸出電壓始終處于動態的變化之中，且電容的充放電過程中會有輸出電流，電壓轉換過程中會出現能量損耗。因此設計一個所需的電荷泵電路的終點就在于克服這些因素。

經過對原理的分析以及相關知識的理解，經過多次嘗試后，最終得到的圖3即為所設計的電荷泵實際電路圖。

在圖3所示的電路中，VDD為輸入電源電壓，Vn和Vp是由電荷泵前級振蕩器電路產生的固定頻率方波電壓，二者頻率相同但相位相差180°，Vlogic為控制電壓，該電壓為高時電荷泵工作，為低時電荷泵關斷，GND為地電位；圖中右側輸出一側中，Q9即為電荷泵電路驅動的功率MOS開關管，Vgate為電荷泵輸出電壓，負責連接被驅動功率管的柵極，OUT端為功率管的源極輸出電位。

圖3中，Q1、Q2、Q3組成電流鏡電路，當Vlogic為高電平時，Q1所在的支路導通，為Q2、Q3供應合理的柵極電壓，當Vp為高電平時，Vn為低電平，則NMOS管Q5導通、Q6關斷，此使由Q3、C2、D1、C1、Q5組成的充電回路導通，對C1和C2電容進行充電，若忽略Q3、D1、Q5上的壓降，則VDD和GND之間分擔電壓的只有C1和C2兩個電容，若二者容值相等，則C1右極板處的電壓在充電后會被抬升至0.5VDD；接下來Vp變為低電平時，Vn變為高電平，則NMOS管Q6導通、Q5關斷，充電回路關斷，同時忽略Q2電壓，則C1左極板電壓被瞬間抬升至VDD，因為電容電壓不能突變，則C1右極板處的電壓也會被抬升至1.5倍的VDD，實現了電壓抬升的效果。之后Vn、Vp反復導通、關斷，逐級抬升C1右極板處電壓。但是因為輸出的Vgate端支路上接著由二極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反偏二極管鏈，使得輸出處的Vgate電壓最高只能比VDD高出固定數值的電壓，進一步抬升時這些反偏二極管就會導通，使得Vgate處電壓不會過高，以確保主功率管的柵極不會被過高的電壓擊穿，同時使得主功率管在正常工作時處于線性區。因為存在這樣的一個保護電路，在逐級抬升至比VDD高出一定數值的電壓后，Vgate會穩定在一個電壓值對功率MOS管Q9進行驅動，關于本文以40V為例的情況，所涉及的電壓值約為42.5V。當該電荷泵電路應用于不同的電路情況時，所需的最終輸出的穩定電壓值也不盡相同，而這個最終穩定的輸出電壓和電源電壓之間的差值，可以通過調整二極管鏈中每個管子的參數或管子的數量而得到。

當Vlogic電壓為低時，則Q1所在支路關斷，同時經過反相器后連接到NMOS管Q7柵極的電壓為高，使得其導通，將Vgate處電壓迅速拉低。

此電荷泵電路被應用于一款電源電壓工作范圍為4.7~52V的高邊功率開關電源芯片，基于0.35μm的BCD工藝。本文以40V電源電壓，前級輸入的方波頻率0.5MHz為例，經過Hspice軟件進行仿真，得到的仿真結果如圖4所示。

通過圖4的整體仿真波形可以看出，當電荷泵的開啟電壓Vlogic為高，電路開始工作后，輸出電壓Vgate迅速抬升，在48μs的時候將電壓抬升至高于電源電壓40V的42.56V，并且之后基本穩定在這個數值不會更高，而當開啟電壓Vlogic關斷時，輸出電壓迅速拉低，整個電路進入關斷狀態，直到Vlogic重新拉高，才開始再一次工作。

以上是3ms的整體仿真波型，而圖5則是60μs內的仿真波形，經過放大可以看出電荷泵輸出電壓的逐級抬升過程。

可以看出，當輸入的開啟電壓Vlogic高于開啟閾值后，電荷泵電路開始工作，根據之前的原理圖可以看出，隨著兩個相位相反的方波逐漸輸入，電容不斷地充放電，電路輸出端Vgate開始一次次階梯狀升壓，在M0點，即31.08μs后輸出端的電壓Vgate達到電源電壓40V，之后繼續抬升，最終從啟動經過了48.20μs之后，輸出電壓達到了42.69V并趨于穩定，之后略有抬升但幅度很小，最終穩定的電壓為42.78V且不會過高，這是由于二極管D3~D8和二極管連接的NMOS管Q8組成的反偏二極管鏈起到了過壓保護的功能。根據以上仿真波形可以看出，從啟動到電壓基本穩定共需48~50μs。

同時在調試仿真的過程中觀察到，電荷泵抬升所要的時間和輸入方波的頻率具有一定相關性，經過多次仿真測試，在電路其他參數保持不變的情況下，得到前級輸入的方波頻率和輸出電壓抬升時間之間的關系如表1所示。可以根據實際工藝水平、工作環境等需求，計算出前級震蕩器所能輸出的最終頻率，根據此表可以得出對應的輸出電壓抬升時間。

本文討論了電荷泵技術的原理，并根據該原理設計出了一種能夠快速抬升輸出電壓至電源電壓以上一定值的電荷泵電路結構。該電路可以很好得工作于一款基于0.35μm、BCD工藝的電源電壓工作范圍為4.7V~52V的高邊功率開關電源芯片。本文設計完成后，經過Hspice軟件進行了相關仿真，印證了該電路設計的正確性。同時由于工藝溫度等條件的不同，實際輸入方波能達到的穩定頻率并不一定，因此本文還總結了不同輸入方波頻率與輸出電壓抬升時間之間的關系。該電路同樣可以適用于其他功率開關驅動電路。

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