目前，隨著便攜式電子產(chǎn)品的正向輕量化、超小型化，鋰離子電池得到了廣泛應(yīng)用，比較常見的正極材料為鈷酸鋰和錳酸鋰的鋰離子電池，還有磷酸鐵鋰離子電池和磷酸鐵錳電池等。鋰離子電池以其能量高、壽命長、無記憶性、無污染等特點在電池行業(yè)名列前茅。但是鋰離子電池和其他很多類型的電池相同也很容易出現(xiàn)過充電、過放電等現(xiàn)象，這些情況對鋰離子電池更容易造成損害，從而縮短使用壽命。所以要求鋰離子電池充電應(yīng)具有一級保護功能。

國內(nèi)目前還出現(xiàn)這種電池保護的核心技術(shù)，本文設(shè)計了一種鋰離子電池充電保護電路，此保護電路的電壓、電流源基于耗盡型工藝設(shè)計，便于實現(xiàn)低功耗。另外此保護電路的供電電壓來源于電池電壓，所以要求此保護芯片在電池電壓變化范圍（1~8V）內(nèi)正常工作。本文設(shè)計的保護電路以低功耗、高精度、高能量密度、高內(nèi)阻、高安全性等特性脫穎而出，因此這種鋰離子電池保護電路的應(yīng)用得到了普及。

1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的設(shè)計

此芯片是單節(jié)電池的保護電路并且過電壓、過電流的檢測延遲時間是可改變的，其系統(tǒng)設(shè)計框圖如圖1所示，芯片設(shè)計VDD、VSS、Dp、CO、DO、VM6個引腳。通常情況下，即電池沒發(fā)生過充電、過放電事件時，CO、DO都為高電平，Dp端子懸空，圖1中右半部分的6個MOSFET是耐高壓管。

工作原理是通過監(jiān)視連接在VDD和VSS之間的電池電壓及VM和VSS之間的電壓差控制充電器的充電和放電。

1.1通常狀態(tài)的設(shè)計

如圖1所示，通常狀態(tài)下，即電池電壓在過放電檢測電壓（VDL）以上且在過充電檢測電壓（VCU）以下，VM端子的電壓在充電器檢測電壓（VCHA）以上且在過電流1檢測電壓以下的情況下，設(shè)計振蕩器模塊不工作，充電控制用MOSFET和放電控制用MOSFET的兩方均打開。這時可以進行自由的充電和放電。

1.2過電壓檢測的設(shè)計

當電池出現(xiàn)過充電時，過充比較器跳變，過充電檢測電壓VCU從H變成L,經(jīng)過過充電檢測延遲時間后，禁止電池充電。同時，電路的輸出TCU為H,經(jīng)過一個反饋電路使過充電比較器的輸入電壓升高，所以電池電壓必須下降更多才能使比較器輸出變?yōu)镠.這就實現(xiàn)了過充電滯后電壓的設(shè)計過程。

當電池過放電時，過放電檢測電壓VDL從H變?yōu)長,經(jīng)過時間TDL后，禁止電池放電。此時，通過0V充電禁止模塊使VM升高，從而五個比較器的使能端SD跳變?yōu)闊o效狀態(tài)，此時電路中的五個比較器都不工作，而且振蕩器也不工作，電路進入休眠狀態(tài)。當VM降低使SD再次發(fā)生改變時，電路解除休眠狀態(tài)。休眠狀態(tài)的電流不能超過100nA。

1.3過電流檢測的設(shè)計

當VM端子電壓大于過電流1檢測電壓，并且這個狀態(tài)在過電流1檢測延遲時間以上時，關(guān)閉放電用的FET從而停止放電。

當VM端子電壓大于過電流2檢測電壓，并且這個狀態(tài)在過電流2檢測延遲時間以上時，關(guān)閉放電用的FET從而停止放電。

通過不同環(huán)形振蕩器的振蕩頻率，調(diào)整過電流的檢測延遲時間的長短，可及時停止放電。

2關(guān)鍵電路的實現(xiàn)

本文從低功耗、低成本、寬工作電壓范圍等考慮，提出基于耗盡型工藝的獨特設(shè)計方法。

基準電壓源電路、過充過放遲滯電路、0V充電禁止電路、振蕩器電路在整個芯片中起到關(guān)鍵的用途。其中多處的基準電壓源電路分別為各比較器供應(yīng)合適的參考電壓和為振蕩器供應(yīng)合適的起振電壓，并且使比較器和振蕩器工作在弱反型區(qū)。此處不對各基準電壓源的具體數(shù)值單獨分析，只對其原理作詳細的分析。

2.1基準電壓源電路

傳統(tǒng)基準電壓源電路由帶隙基準電路、帶隙基準啟動電路、比較器電路和電阻分壓網(wǎng)絡(luò)組成。

但本文的電源電壓有時工作在2V,此時傳統(tǒng)的帶隙基準電路由于電源電壓太低而無法工作在正常的區(qū)域；整個片子要求的功耗非常小，若采用傳統(tǒng)的帶隙基準電路功耗會過大。本文提出了更加有效的辦法，用耗盡型工藝取代了原始的BiCMOS工藝。

電路如圖2所示，M84為耗盡型管子，其閾值電壓是可調(diào)的。在版圖設(shè)計中M84單獨設(shè)計在一個隔離層中，防止其他器件的干擾。

該電路是具有負反饋功能的基準電路，出現(xiàn)基準電壓Vbd、Vb1、Vb2.因為電源在非正常情況下波動范圍很大，所以電容C的用途是使電路對電源波動太大時不敏感；SD是電路工作的使能端，低電平有效；R22、R21、R25構(gòu)成負反饋網(wǎng)絡(luò)，R23、R24構(gòu)成分壓電路。

當耗盡型MOS管M84工作在線性區(qū)時，由于VGS84=0,則M84為一個電阻，M81和M82將處于飽和區(qū)工作，輸出電壓可以負反饋回來從而穩(wěn)定輸出。

其推導(dǎo)公式為：

當耗盡型MOS管M84工作在飽和區(qū)時，VGS84=0,M84為一個恒流源，所以VGS82恒定，即Vbd不變，從而輸出Vb1、Vb2也保持不變。其中Vbd、Vb1、Vb2分別為過充電、過放電比較器供應(yīng)基準電壓，并且為延時出現(xiàn)電路供應(yīng)偏置電壓。其推導(dǎo)公式為：

要使式（7）等于式（10）,即無論M84工作在什么區(qū)域VGS82都不變，則：

所以可以通過調(diào)節(jié)M84和M82的寬長比（W/L）使之滿足式（11）,使VGS82保持恒定；通過調(diào)小管子的閾值電壓（調(diào)節(jié)管子的摻雜濃度）來減小基準電壓源的電流從而減小功耗。采用0.6μm、n阱的CMOS工藝在Hspice中仿真的結(jié)果如圖3所示。

2.2過充電、過放電遲滯電路

為了更快地解除過充電、過放電狀態(tài)，圖1中過充電、過放電比較器的輸入差分電壓須隨電源電壓的改變而改變，當電池過充或過放時，輸出電壓隨電源電壓變化的比例不同，因此設(shè)計出圖4所示的遲滯電路。

由圖4可知，通過控制TCU和TDL的開關(guān)來控制MN1和Mp1的導(dǎo)通與關(guān)斷，達到調(diào)節(jié)點IN_CON和IN_ODp電壓大小的目的，以實現(xiàn)遲滯效應(yīng)。當輸出信號在和過充比較器和過放比較器相比較時，比較基準電壓不變，計算過充電、過放電的遲滯電壓分別為：

由式（12）和（13）可知，根據(jù)具體設(shè)計要求的不同，調(diào)節(jié)R26、R27、R28、R29、R30和R31的大小及比例關(guān)系以達到實現(xiàn)不同遲滯電壓的目的。

2.30V電池充電禁止電路

當電池電壓低于一定值時，使CO輸出為低電平從而禁止充電器對電池進行充電。在此過程中因為VDD比較低VM會變得很負，所以VDD和VM之間易形成很大的電流，則VDD到VM之間的每一條支路上要有比較大的電阻。采用如圖5所示的電路來控制CO的電壓和VDD到VM之間的電流。

圖5中M1、M2、M3、M4、Rl和R2組成的電路完成電平轉(zhuǎn)換功能，抑制功能重要由M5、M6和R3完成，M7、M8、M9、M10和R4組成的與非門在電平轉(zhuǎn)換功能和0V抑制功能之間進行選擇。電路要將邏輯低電平轉(zhuǎn)化為與VM相同的電位。而VM的電位有可能很負，在電路轉(zhuǎn)換瞬間，VDD和VM之間的高電壓很容易將普通的MOS管擊穿，基于此，本電路的所有管子都采用高壓非對稱管。

0V電池抑制功能發(fā)生在充電過程中，此時，IN_LCB=0,IN_LC=1,VA為高電平。當電池電壓VDD在1.2V左右時，就認為它是內(nèi)部短路。在這種情況下充電，充電電流一定很大，導(dǎo)致VM的電位下降很大，VDD的下降使M5關(guān)閉，VM的下降使M6導(dǎo)通，從而VB由低電平轉(zhuǎn)化為高電平（此時的VDD電壓為0V電池充電禁止電壓V0INH）,CO電位因此接近VM電位。

模擬結(jié)果如圖6顯示，在VDD降到1V以下時，CO端輸出與VM相同的電平，關(guān)斷充電回路，實現(xiàn)0V電池充電禁止功能。

3芯片的測試結(jié)果

采用0.6μm、n阱的CMOS工藝，芯片的電特性參數(shù)測試結(jié)果如表1所示。其中T表示溫度，在沒有特殊說明的情況下均為T=25℃。表1表明所設(shè)計的芯片滿足寬的電壓工作范圍、寬的溫度工作范圍和低功耗的特點。

表1CMOS芯片的電特性

4結(jié)語

本文介紹了單節(jié)鋰離子電池的充電保護芯片的功能原理，詳細分析了基于耗盡型工藝的關(guān)鍵電路設(shè)計原理，重點分析了基于耗盡型工藝的低功耗基準電壓源的設(shè)計，測試結(jié)果顯示所設(shè)計的芯片滿足低功耗、低成本、寬工作電壓范圍的要求，可用于便攜式電子產(chǎn)品和醫(yī)療測試儀器的鋰離子電池的一級保護。