鉅大鋰電 | 點(diǎn)擊量：0次 | 2019年11月07日
基于新型PWM整流控制技術(shù)的在線式UPS設(shè)計(jì)
1概述
pWM前端控制整流由于具有直流電壓的變化，輸入功率因數(shù)校正（pFC）和輸入電流諧波控制的能力等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛用于三相交直交電壓系統(tǒng)。由前端整流器、直流電容，以及逆變器組成的三相交直交電壓系統(tǒng)廣泛用于在線式UpS。基于DSp控制的在線式UpS的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。
圖1中，主電路由輸入變壓器、輸入濾波電路、電壓和電流檢測(cè)電路、蓄電池、功率電路、輸出濾波電路和靜態(tài)開(kāi)關(guān)等組成。其中功率電路包括三個(gè)部分，即輸入的pFC、三相全橋逆變器、DC/DC部分。電路信號(hào)采用TMS320C2812控制。該控制器是TI軟件公司開(kāi)發(fā)的，可方便地進(jìn)行匯編，執(zhí)行控制程序和錯(cuò)誤檢查。一般pFC升壓整流控制器通常有兩個(gè)反饋回路，外部電壓環(huán)路和內(nèi)在電流環(huán)路。電壓調(diào)節(jié)器產(chǎn)生電流控制的d軸電流，而在q軸電流控制是零的單位功率因數(shù)，其控制如圖2所示。
在正常工作條件下，穩(wěn)壓器輸出穩(wěn)定的直流母線電壓和d軸電流控制，但是逆變器負(fù)荷不均衡，就會(huì)產(chǎn)生波動(dòng)的直流電壓，因此整流器在不平衡負(fù)載下會(huì)造成前端總諧波失真（THD）的輸入電流。
相關(guān)研究表明直流電壓濾波問(wèn)題所造成的原因是由于不平衡的逆變器的負(fù)載電流和不平衡的輸入電壓造成的，然而，他們的控制目標(biāo)不是提高電能質(zhì)量的投入，而是盡量減少直流環(huán)節(jié)電壓。
一些研究人員已用開(kāi)關(guān)函數(shù)概念的電力轉(zhuǎn)換器，顯示存在的諧波直流母線電壓。本文將用這些已量化的工程來(lái)處理諧波波動(dòng)問(wèn)題，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果將有效地證明本文提出的新型控制技術(shù)。2系統(tǒng)分析
一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的基于DSp控制在線式UpS系統(tǒng)如圖3所示。系統(tǒng)由推動(dòng)型的前端整流器、直流鏈接、電壓源逆變器構(gòu)成。這兩個(gè)功率轉(zhuǎn)換器使用標(biāo)準(zhǔn)的空間矢量pWM控制，產(chǎn)生快速電壓調(diào)節(jié)與總諧波失真最小化控制逆變器。
影響負(fù)載平衡分析如下。該逆變器的輸入：
式中，SA，SB和SC是交換功能的交換機(jī)頂端的三個(gè)逆變器的開(kāi)關(guān)，如下：
擴(kuò)大這些功能交換，假設(shè)標(biāo)準(zhǔn)正弦相位電流如下：
式中，AK是k階的組成部分。AK≡0的所有三角變換后，可以得出：
式中，Iinv0是直流分量的逆變器輸入電流；Iinvn是n階部分的電流。通過(guò)公式（4）可看到，IoutA=IoutB=IoutC和ΦA(chǔ)=ΦB=ΦC，同時(shí)有Iinvn=0，如果n》0三相負(fù)載電流是平衡的。否則，交流成分存在會(huì)造成連鎖反應(yīng)。
由公式（4）可以得出，考慮到固定的三相電流，Iinv0僅正比A1，Iinv2是一個(gè)關(guān)于A1的線性組合，A3Iinv4和A3A5是一個(gè)線性組合，等等。在低頻率范圍內(nèi)，由于Ak≡0所以Iinv0=0.
根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)空間矢量pWM，各次諧波的算法：
式中，q=0，1，2，……∝；ωm是調(diào)制頻率；ωc是載波頻率；ωm≤ωc，a是調(diào)制指數(shù)；Jv（z）是第一類(lèi)Bessel函數(shù)。公式（5）只適用于頻率范圍遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于載波頻率，此時(shí)在一次波段的載波頻率可以忽略不計(jì)。在本文的系統(tǒng)研究中，m/c=1/90適用于規(guī)定計(jì)算，并假設(shè)調(diào)制指數(shù)：
A1=1，A3=1.142×10-4，A5=3.020×10-8.
二次諧波會(huì)導(dǎo)致不平衡的前端三相輸入電流。抑制二次諧波直流電壓，不會(huì)解決當(dāng)前不平衡的問(wèn)題，因?yàn)槟壳叭匀皇遣环€(wěn)定的控制策略，提出了要消除失控，但有第二次諧波分量和反饋。3控制策略
在電源應(yīng)用中，基本逆變器輸出的標(biāo)準(zhǔn)電壓頻率是50Hz，但直流母線諧波必須是兩次，可設(shè)計(jì)以制止數(shù)字帶阻濾波器與已知諧波頻率。在數(shù)字濾波器中，便以2n的低層和高層截止頻率ω1和ω2來(lái)設(shè)計(jì)，使用MATALAB仿真。
離散時(shí)間滑模控制器（DSMC），其中已被更為有效證明是用于內(nèi)部電流環(huán)。DSMC仿真的描述如下。
在整流電路包括輸入電感如圖3可以作為一個(gè)模式LTI系統(tǒng)和代表的狀態(tài)空間。在離散時(shí)間，該系統(tǒng)可以被描述如下：
式中，輸入電流iin;整流控制電壓vpwm;輸入電源電壓vin都代表參加同步dq參照系數(shù)，Ai，Bi和Ei，為系統(tǒng)確定的電路參數(shù)。鑒于當(dāng)前的逆變命令iref（k），DSMC仿真相當(dāng)于控制式如下：
直流母線電壓和pWM技術(shù)可以用來(lái)確定整流控制電壓限制速度，可以得到的實(shí)際控制電壓公式：
4仿真結(jié)果
為了直觀地比較傳統(tǒng)和本文提出控制技術(shù)，在不平衡的負(fù)載下分別建立了不同的模型。不良的負(fù)序分量的輸入電流已接近消除，輸入電流總諧波失真也會(huì)減少。這一結(jié)果意味著，解耦之間的逆變器和整流器實(shí)現(xiàn)了在不平衡負(fù)載輸入電流直流環(huán)節(jié)。圖4和圖5顯示不同的動(dòng)態(tài)性能之間的控制器與諧波補(bǔ)償?shù)难芯俊Ｍㄟ^(guò)比較，可以得知，傳統(tǒng)的控制技術(shù)存在不平衡的三相輸入電流和低失真，本文的控制技術(shù)是穩(wěn)定的。
基于兩個(gè)數(shù)字控制器TMS320C2812DSp控制整流器和逆變器，分別在圖3使用相同的負(fù)載進(jìn)行模擬實(shí)驗(yàn)。圖6為在線收集的穩(wěn)態(tài)下的直流電測(cè)量值和篩選值。顯然，直接測(cè)量Udc為代表的100Hz組成部分得到顯著抑制，由四階濾波器證明了這一瞬態(tài)測(cè)試。
做以上重復(fù)的模擬實(shí)驗(yàn)，其結(jié)果如圖7和圖8所示。
可以看出，本文提出的控制技術(shù)提高了平衡的三相輸入電流，相似的波形如圖4和圖5的仿真結(jié)果。
6結(jié)論
本文提出一種新型前端pWM整流的標(biāo)準(zhǔn)整流逆變控制技術(shù)系統(tǒng)，以實(shí)現(xiàn)解耦之間的轉(zhuǎn)換與直流電容在不平衡負(fù)載下連結(jié)三相逆變器，針對(duì)前端控制的整流器在不平衡負(fù)載的影響分析，在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)和使用了電壓電流環(huán)回路，制止2次諧波分量的直流電壓反饋，對(duì)整流器和逆變器的輸入電流進(jìn)行過(guò)濾，使其不破壞動(dòng)態(tài)響應(yīng)的直流母線電壓。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果有效地證明了本文所提出的新型控制技術(shù)。
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